JPS6058481B2 - 位相調整方式 - Google Patents
位相調整方式Info
- Publication number
- JPS6058481B2 JPS6058481B2 JP55125770A JP12577080A JPS6058481B2 JP S6058481 B2 JPS6058481 B2 JP S6058481B2 JP 55125770 A JP55125770 A JP 55125770A JP 12577080 A JP12577080 A JP 12577080A JP S6058481 B2 JPS6058481 B2 JP S6058481B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- pulse
- latch
- monostable multivibrator
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/18—Controlling the angular speed together with angular position or phase
- H02P23/186—Controlling the angular speed together with angular position or phase of one shaft by controlling the prime mover
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、磁気再生装置いわゆるビデオテープレコ
ーダのサーボ系等に用いて好適する位相調整方式に関す
る。
ーダのサーボ系等に用いて好適する位相調整方式に関す
る。
ビデオテープレコーダの回転ヘッドを駆動するシステ
ムにはサーボ装置が設けられている。
ムにはサーボ装置が設けられている。
このサーボ装置は、第１図に示すように構成される。即
ち回転検出器１１からの検出パルスを増幅器１２にて増
幅し、この増幅した検出パルスを単安定マルチバイブレ
ータ回路１３で時間調整し、位相比較器１４の第１入力
端に入力する。この位相比較器１４の第２入力端には、
垂直同期信号を用いた基準信号が入力され、その出力端
に両人力信号の位相差に比例した直流直圧を得る。この
直流電圧に応じて、回転ヘッドモータ１５の回転位相が
制御される。回転検出器１１は、回転ヘッド基板に設け
られた回転側の永久磁石と、これが通過するのを検出す
る固定側の検出コイル等によつて構成される。 ここで
、ビデオテープレコーダ相互間のテープの互換性を保つ
ため、通常は、テープ上に記録する信号位置が規格化さ
れており、このため映像信号の例えば垂直同期信号の発
生する瞬間における回転ヘッドの位置は規制されること
になる。
ち回転検出器１１からの検出パルスを増幅器１２にて増
幅し、この増幅した検出パルスを単安定マルチバイブレ
ータ回路１３で時間調整し、位相比較器１４の第１入力
端に入力する。この位相比較器１４の第２入力端には、
垂直同期信号を用いた基準信号が入力され、その出力端
に両人力信号の位相差に比例した直流直圧を得る。この
直流電圧に応じて、回転ヘッドモータ１５の回転位相が
制御される。回転検出器１１は、回転ヘッド基板に設け
られた回転側の永久磁石と、これが通過するのを検出す
る固定側の検出コイル等によつて構成される。 ここで
、ビデオテープレコーダ相互間のテープの互換性を保つ
ため、通常は、テープ上に記録する信号位置が規格化さ
れており、このため映像信号の例えば垂直同期信号の発
生する瞬間における回転ヘッドの位置は規制されること
になる。
回転ヘッドの回転位相は、上記のように、検出コイル等
を用いている。このため回転ヘッドと検出器間の相対的
位置、回転ヘッド自身の絶対的位置のばらつきが生じる
。このようなばらつきを補正するために、単安定マルチ
バイブレータ回路１３を用いて、検出パルスの位相を調
整している。 上記のようにモータ１２を制御すること
により、回転ヘッドと記録トラックとの相対位置は、安
定に保たれることになる。
を用いている。このため回転ヘッドと検出器間の相対的
位置、回転ヘッド自身の絶対的位置のばらつきが生じる
。このようなばらつきを補正するために、単安定マルチ
バイブレータ回路１３を用いて、検出パルスの位相を調
整している。 上記のようにモータ１２を制御すること
により、回転ヘッドと記録トラックとの相対位置は、安
定に保たれることになる。
しカルながら、上記従来のサーボ装置において、検出
パルスの位相調整としては、単安定マル・チバイブレー
タ回路１３を用いている。
パルスの位相調整としては、単安定マル・チバイブレー
タ回路１３を用いている。
このため高精度の制御系になるにつれて、単安定マルチ
バイブレータ回路の時間的ジッタとかドリフトの影響が
制御出力にあられれてくる。この発明は、上記の事情に
鑑みてなされたもので、位置調整すべきパルスを直接庭
延せずに遅延時間に相当する位相データを事後的に扱い
、単安定マルチバイブレータ回路等のような遅延回路の
ジッタとかドリフトの影響を無くした位相調整方式を提
供することを目的とする。以下この発明の実施例を図面
を参照して説明する。
バイブレータ回路の時間的ジッタとかドリフトの影響が
制御出力にあられれてくる。この発明は、上記の事情に
鑑みてなされたもので、位置調整すべきパルスを直接庭
延せずに遅延時間に相当する位相データを事後的に扱い
、単安定マルチバイブレータ回路等のような遅延回路の
ジッタとかドリフトの影響を無くした位相調整方式を提
供することを目的とする。以下この発明の実施例を図面
を参照して説明する。
第２図は、ビデオテープレコーダの回転ヘッドモータの
制御系に適用した例を示すもので、２１は回転ヘッドモ
ータ、２２は回転検出器である。
制御系に適用した例を示すもので、２１は回転ヘッドモ
ータ、２２は回転検出器である。
回転検出器２２から得られた検出パルスは、増幅器２３
に入力される。この増幅器２３の出力は、第１のラッチ
回路２４のラッチパルス入力端子に加えられる。第１の
ラッチ回路２４は、増幅器２３からのラッチパルスが加
えられると、巡回カウント回路２７のデータをラッチし
、その出力をマイクロプロセッサ３０に入力することが
できる。
に入力される。この増幅器２３の出力は、第１のラッチ
回路２４のラッチパルス入力端子に加えられる。第１の
ラッチ回路２４は、増幅器２３からのラッチパルスが加
えられると、巡回カウント回路２７のデータをラッチし
、その出力をマイクロプロセッサ３０に入力することが
できる。
第２のラッチ回路２５のラッチパルス入力端子には、垂
直同期信号を用いた基準信号（Ｒｅｆ）が加えられる。
この基準信号が入力したとき、第２のラッチ回路２５は
、前記巡回カウンタ回路２７のデータをラッチし、その
出力をマイクロプロセッサ３０に入力することができる
。第３のラッチ回路２６のラッチパルス入力端子には、
単安定マルチバイブレータ回路２８からの出力が入力さ
れる。このとき、第３のラッチ回路２６は、前記巡回カ
ウンタ回路２７のデータをラッチし、その出力をマイク
ーロプロセツサ３０に入力することができる。単安定マ
ルチバイブレータ回路２８は、調整器２９によつてその
遅延量を調整できる。前記巡回カウンタ回路２７には、
入力端子を介して、クロックパルスＣＰが入力されるも
ので、このカウンタ回路は常時巡回カウント動作を行つ
ている。
直同期信号を用いた基準信号（Ｒｅｆ）が加えられる。
この基準信号が入力したとき、第２のラッチ回路２５は
、前記巡回カウンタ回路２７のデータをラッチし、その
出力をマイクロプロセッサ３０に入力することができる
。第３のラッチ回路２６のラッチパルス入力端子には、
単安定マルチバイブレータ回路２８からの出力が入力さ
れる。このとき、第３のラッチ回路２６は、前記巡回カ
ウンタ回路２７のデータをラッチし、その出力をマイク
ーロプロセツサ３０に入力することができる。単安定マ
ルチバイブレータ回路２８は、調整器２９によつてその
遅延量を調整できる。前記巡回カウンタ回路２７には、
入力端子を介して、クロックパルスＣＰが入力されるも
ので、このカウンタ回路は常時巡回カウント動作を行つ
ている。
また、この巡回カウンタ回路２７がたとえば零カウント
データのときに得られるトリガ−パルスは、単安定マル
チバイブレータ回路２８に入力される。マイクロプロセ
ッサ３０においては、第１のラッチ回路２４、第２のラ
ッチ回路２５、第３のラッチ回路２６からの出力データ
を用いて演算処理がなされる。
データのときに得られるトリガ−パルスは、単安定マル
チバイブレータ回路２８に入力される。マイクロプロセ
ッサ３０においては、第１のラッチ回路２４、第２のラ
ッチ回路２５、第３のラッチ回路２６からの出力データ
を用いて演算処理がなされる。
第１のラッチ回路２４の出力データを検出パルス数値、
第２のラッチ回路２５の出力データを基準信号数値と称
すると、マイクロプロセッサ３０においては、（基準信
号数値一検出パルス数値＋固定位相差数値）なる演算が
なされる。
第２のラッチ回路２５の出力データを基準信号数値と称
すると、マイクロプロセッサ３０においては、（基準信
号数値一検出パルス数値＋固定位相差数値）なる演算が
なされる。
ここで固定位相差数値は、第３のラッチ回路２６からの
出力データを含む。ノ 上記マイクロプロセッサ３０の
演算結果は、デジタル−アナログ変換器３１にてアナロ
グ量に変換され、制御信号として、前記モータ２１のド
ライブ増幅器３２に入力される。
出力データを含む。ノ 上記マイクロプロセッサ３０の
演算結果は、デジタル−アナログ変換器３１にてアナロ
グ量に変換され、制御信号として、前記モータ２１のド
ライブ増幅器３２に入力される。
この発明は上記の如く構成されるもので、巡回・カウン
タ回路２７のカウント数値を検出パルスによつて第１の
ラッチ回路２４に読み込み、またカウント数値を基準信
号によつて第２のラッチ回路２５に読み込むものである
。
タ回路２７のカウント数値を検出パルスによつて第１の
ラッチ回路２４に読み込み、またカウント数値を基準信
号によつて第２のラッチ回路２５に読み込むものである
。
そして、第１、第２のラッチ回路２４，２５に読み込ま
れたデータの演算を行うことは、検出パルスと基準信号
間の時間差を２進データによつて算出することに相当す
る。またカウンタ回路２７は、クロックパルスによつて
計時動作を行つていることになる。上記の検出パルスと
基準信号間の時間差、つまり位相差を算出した場合、そ
の位相差のデータは、回転ヘッドと記録トラックとの相
対的な位置関係をあられすことになるが、回転検出器と
回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤差を含んでいる
ので、前記位相差のデータを補正してやる必要が生じる
。
れたデータの演算を行うことは、検出パルスと基準信号
間の時間差を２進データによつて算出することに相当す
る。またカウンタ回路２７は、クロックパルスによつて
計時動作を行つていることになる。上記の検出パルスと
基準信号間の時間差、つまり位相差を算出した場合、そ
の位相差のデータは、回転ヘッドと記録トラックとの相
対的な位置関係をあられすことになるが、回転検出器と
回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤差を含んでいる
ので、前記位相差のデータを補正してやる必要が生じる
。
上記の機械的な相対位置の誤差は、固定的なものである
から、この誤差に相当するデータを作り、前述した位相
差のデータに対して、加算あるいは減算してやれば、そ
の目的を達成することができる。
から、この誤差に相当するデータを作り、前述した位相
差のデータに対して、加算あるいは減算してやれば、そ
の目的を達成することができる。
このような機械的な相対位置の誤差を補正するためのデ
ータを作る部分は、前記単安定マルチバイブレータ回路
２８、第３のラッチ回路２６で構成される。つまり、巡
回カウンタ回路２７のたとえばオール零で得られるトリ
ガパルスを単安定マルチバイブレータ回路２８によつて
遅延させて、第３のラッチ回路２６のラッチパルスとす
ることにより、補正するためのデータを作るものである
。上記のように、基準信号数値と検出パルス数値との演
算に加え先の補正用のデータの演算をマイクロプロセッ
サ３０にて行うことにより、回転ヘッドと記録トラック
との規格上の相対位置関係を得ることができる。
ータを作る部分は、前記単安定マルチバイブレータ回路
２８、第３のラッチ回路２６で構成される。つまり、巡
回カウンタ回路２７のたとえばオール零で得られるトリ
ガパルスを単安定マルチバイブレータ回路２８によつて
遅延させて、第３のラッチ回路２６のラッチパルスとす
ることにより、補正するためのデータを作るものである
。上記のように、基準信号数値と検出パルス数値との演
算に加え先の補正用のデータの演算をマイクロプロセッ
サ３０にて行うことにより、回転ヘッドと記録トラック
との規格上の相対位置関係を得ることができる。
単安定マルチバイブレータ回路２８の遅延量は、前述し
た回転検出器と回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤
差に応じて、調整器２９によつて調整される。なお、第
１、第２のラッチ回路を用いた位相差検出回路は、基本
的には本件出願人が出願した特願昭５２−１１３８６４
号に記載されている。ところが、マイクロプロセッサ３
０においては、（基準信号数値一検出パルス数値＋固定
位相差数値）の演算がなされるとしている。
た回転検出器と回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤
差に応じて、調整器２９によつて調整される。なお、第
１、第２のラッチ回路を用いた位相差検出回路は、基本
的には本件出願人が出願した特願昭５２−１１３８６４
号に記載されている。ところが、マイクロプロセッサ３
０においては、（基準信号数値一検出パルス数値＋固定
位相差数値）の演算がなされるとしている。
固定位相差は、サーボ系の定常位相差、デジタルアナロ
グ変換の範囲、モータの動作点等によつて決定される定
数であつて、設計時に決定される。
グ変換の範囲、モータの動作点等によつて決定される定
数であつて、設計時に決定される。
したがつて、前記固定位相差は、前述した回転検出器と
回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤差分も含むもの
である。また、演算結果により、制御量を示すデータが
あられれるが、この制御量を示すデータの士可変範囲の
中心点を決定するための、補正分もこの固定位相差に含
まれる。上述したこの発明にあつては、単安定マルチバ
イブレータ回路の遅延量を可変することによつて、回転
ヘッドの回転位相（記録トラックに対する）を微調整す
ることができる。この発明にあつては、上記の単安定マ
ルチバイブレータ回路２８を従来の如くループ内に有し
ない。
回転ヘッドとの機械的な相対的位置の誤差分も含むもの
である。また、演算結果により、制御量を示すデータが
あられれるが、この制御量を示すデータの士可変範囲の
中心点を決定するための、補正分もこの固定位相差に含
まれる。上述したこの発明にあつては、単安定マルチバ
イブレータ回路の遅延量を可変することによつて、回転
ヘッドの回転位相（記録トラックに対する）を微調整す
ることができる。この発明にあつては、上記の単安定マ
ルチバイブレータ回路２８を従来の如くループ内に有し
ない。
このため、単安定マルチバイブレータ回路は、従来の如
く周波数の高い検出パルスに対して応呼しなくて良い。
この発明の方法によると、単安定マルチバイブレータ回
路は、巡回カウンタ回路２７のトリガパルスに応呼すれ
ばよい。またそれ以上の周期にしてもよい。つまり、こ
のことは、検出パルスの周期よりもかなり長い周期のト
リガパルスで単安定マルチバイブレータ回路２８を駆動
することになる。したがつて、単安定マルチバイブレー
タ回路自体は、周期の短い検出パルスに適応するように
設計するに比べて、設計が容易となる。また、従来のも
のに比して、時間的ジッタとかドリフトの影響を軽減さ
せることができる。実際に単安定マルチバイブレータ回
路２８、第３のラッチ回路２６で読み出す数値は、第１
、第２のラッチ回路２４，２５で読み出す数値の精度よ
りもはるかにその精度を落すことができる。
く周波数の高い検出パルスに対して応呼しなくて良い。
この発明の方法によると、単安定マルチバイブレータ回
路は、巡回カウンタ回路２７のトリガパルスに応呼すれ
ばよい。またそれ以上の周期にしてもよい。つまり、こ
のことは、検出パルスの周期よりもかなり長い周期のト
リガパルスで単安定マルチバイブレータ回路２８を駆動
することになる。したがつて、単安定マルチバイブレー
タ回路自体は、周期の短い検出パルスに適応するように
設計するに比べて、設計が容易となる。また、従来のも
のに比して、時間的ジッタとかドリフトの影響を軽減さ
せることができる。実際に単安定マルチバイブレータ回
路２８、第３のラッチ回路２６で読み出す数値は、第１
、第２のラッチ回路２４，２５で読み出す数値の精度よ
りもはるかにその精度を落すことができる。
従つて、マイクロプロセッサ３０における処理（第３の
ラッチ回路２６の数値変化への対処）においてヒステリ
シスをつけることによつて、単安定マルチバイブレータ
回路のアナログ的なジッタやドリフトをある程度吸収す
ることができる。たとえば、回転検出パルスに基因する
数値は、量子化誤差を数μＳｅｃ以下に設定するために
、たとえば１ＭＨｚのクロックカウント数値を１２〜１
６ビットの高精度で第１、第２ラッチ回路に読み込む。
しかし単安定マルチバイブレータ回路２８の出力に基因
して読み込む数値は、分解能１０〜３０μＳｅｃ間隔で
十分であり、可変幅を１ｍｓｅｃとしても、５〜７ビッ
トの容量で十分である。従つて、この量子化誤差の範囲
内で単安定マルチバイブレータ回路がジッタを持つてい
ても全体に影響はないし、量子化の変り目の所は、演算
処理においてヒステリシスを持たせジッタを除くことが
できる。例えば、読み込み数値を１〜５０の整数とする
と、現読み瞬し数値と前の数値との比較結果に２以上の
差があれば、現数値を前の数値とおきかえることにより
、１以下のアナログジッタを完全に吸収できる。このよ
うにして得られた数値に、下位ビットを付加して、つま
り、他の固定数値要素を付加して全体的には、第１、第
２のラッチ回路側と同じ精度にして、前の演算を行うこ
とにより、高精度の制御出力を得ることができる。上記
の説明は、回転ヘッドの回転位相調整について述べたが
、キヤプスタン系のサーボとか種々の制御部にて用いる
ことも可能である。
ラッチ回路２６の数値変化への対処）においてヒステリ
シスをつけることによつて、単安定マルチバイブレータ
回路のアナログ的なジッタやドリフトをある程度吸収す
ることができる。たとえば、回転検出パルスに基因する
数値は、量子化誤差を数μＳｅｃ以下に設定するために
、たとえば１ＭＨｚのクロックカウント数値を１２〜１
６ビットの高精度で第１、第２ラッチ回路に読み込む。
しかし単安定マルチバイブレータ回路２８の出力に基因
して読み込む数値は、分解能１０〜３０μＳｅｃ間隔で
十分であり、可変幅を１ｍｓｅｃとしても、５〜７ビッ
トの容量で十分である。従つて、この量子化誤差の範囲
内で単安定マルチバイブレータ回路がジッタを持つてい
ても全体に影響はないし、量子化の変り目の所は、演算
処理においてヒステリシスを持たせジッタを除くことが
できる。例えば、読み込み数値を１〜５０の整数とする
と、現読み瞬し数値と前の数値との比較結果に２以上の
差があれば、現数値を前の数値とおきかえることにより
、１以下のアナログジッタを完全に吸収できる。このよ
うにして得られた数値に、下位ビットを付加して、つま
り、他の固定数値要素を付加して全体的には、第１、第
２のラッチ回路側と同じ精度にして、前の演算を行うこ
とにより、高精度の制御出力を得ることができる。上記
の説明は、回転ヘッドの回転位相調整について述べたが
、キヤプスタン系のサーボとか種々の制御部にて用いる
ことも可能である。
上記したようにこの発明は、位相調整すべきパルスを直
接遅延せずに、遅延時間に相当する位相データを事後的
に扱い、単安定マルチバイブレータ回路等のような遅延
回路のジッタとかドリフトの影響を無くし得る位相調整
方式を提供できる。
接遅延せずに、遅延時間に相当する位相データを事後的
に扱い、単安定マルチバイブレータ回路等のような遅延
回路のジッタとかドリフトの影響を無くし得る位相調整
方式を提供できる。
第１図は従来のサーボ装置を示す基本構成図、第２図は
この発明の一実施例を示す構成説明図である。 ２４，２５，２６・・・・・・第１、第２、第３ラッチ
回路、２７・・・・・巡回カウンタ回路、２８・・・・
・・単安・くイブレータ回路、３０・・・・・マイクロ
プロセッサ。
この発明の一実施例を示す構成説明図である。 ２４，２５，２６・・・・・・第１、第２、第３ラッチ
回路、２７・・・・・巡回カウンタ回路、２８・・・・
・・単安・くイブレータ回路、３０・・・・・マイクロ
プロセッサ。
Claims (1)
- １ 巡回カウントするカウンタ回路の数値を、第１のパ
ルス（検出パルス）、第２のパルス（基準信号）によつ
て、第１、第２のラッチ回路にラッチし、第１、第２の
ラッチ回路の読み込み数値をデジタル演算して第１、第
２のパルスの位相関係をあらわすデジタル出力を得る位
相調整方式において、前記カウンタ回路から得られたパ
ルスを遅延量を可変できる単安定マルチバイブレータ回
路を通して遅延せしめ、その遅延出力によつて前記カウ
ンタ回路の内容を第３のラッチ回路に読み込ませる手段
と、この第３のラッチ回路の出力に固定数値を付加し、
前記第１、第２のラッチ回路の出力とともに演算処理し
て前記第１、第２のパルスの位相関係の補正出力を得る
マイクロプロセッサとを具備したことを特徴とする位相
調整方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55125770A JPS6058481B2 (ja) | 1980-09-10 | 1980-09-10 | 位相調整方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55125770A JPS6058481B2 (ja) | 1980-09-10 | 1980-09-10 | 位相調整方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5750001A JPS5750001A (en) | 1982-03-24 |
| JPS6058481B2 true JPS6058481B2 (ja) | 1985-12-20 |
Family
ID=14918393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55125770A Expired JPS6058481B2 (ja) | 1980-09-10 | 1980-09-10 | 位相調整方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6058481B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6412975A (en) * | 1987-07-03 | 1989-01-17 | Daichiyou Tekko Kk | Self-traveling carrier vehicle |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2723545B2 (ja) * | 1988-08-03 | 1998-03-09 | 松下電器産業株式会社 | 分周装置とキャプスタンサーボ装置 |
-
1980
- 1980-09-10 JP JP55125770A patent/JPS6058481B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6412975A (en) * | 1987-07-03 | 1989-01-17 | Daichiyou Tekko Kk | Self-traveling carrier vehicle |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5750001A (en) | 1982-03-24 |
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