JPS6239496B2 - - Google Patents
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- JPS6239496B2 JPS6239496B2 JP55098429A JP9842980A JPS6239496B2 JP S6239496 B2 JPS6239496 B2 JP S6239496B2 JP 55098429 A JP55098429 A JP 55098429A JP 9842980 A JP9842980 A JP 9842980A JP S6239496 B2 JPS6239496 B2 JP S6239496B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 3
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B15/00—Driving, starting or stopping record carriers of filamentary or web form; Driving both such record carriers and heads; Guiding such record carriers or containers therefor; Control thereof; Control of operating function
- G11B15/18—Driving; Starting; Stopping; Arrangements for control or regulation thereof
- G11B15/46—Controlling, regulating, or indicating speed
- G11B15/52—Controlling, regulating, or indicating speed by using signals recorded on, or derived from, record carrier
Landscapes
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は記録再生装置におけるデイジタルサー
ボ方式に係り、位相制御系以外にデイジタル演算
部にもう一つの積分ループを構成することによ
り、トルク変動等の外乱が加わつて生じる位相の
基準値に対する偏差を完全に零にしえ、もつてモ
ータの回転をコントロール信号と基準信号の位相
が常に等しくなるように制御し得る記録再生装置
におけるデイジタルサーボ方式を提供することを
目的とする。
ボ方式に係り、位相制御系以外にデイジタル演算
部にもう一つの積分ループを構成することによ
り、トルク変動等の外乱が加わつて生じる位相の
基準値に対する偏差を完全に零にしえ、もつてモ
ータの回転をコントロール信号と基準信号の位相
が常に等しくなるように制御し得る記録再生装置
におけるデイジタルサーボ方式を提供することを
目的とする。
一般にモータの定速回転サーボ方式には、サー
ボ系を構成する各回路にアナログ信号を用いるア
ナログサーボ方式と、デイジタル信号を用いるデ
イジタルサーボ方式とがある。デイジタルサーボ
方式はアナログサーボ方式に比し、使用する抵
抗やコンデンサ等の数が低減でき、従つて回路
構成が簡単となり電源電圧の変動、回路素子のバ
ラツキ、増幅器の利得変動により動作点の変動が
生じることがなく、安定度の高いクロツクパル
スを媒介にできるのでドリフトが大幅に軽減さ
れ、デイジタル情報を取扱うので不要な信号重
畳の影響が受け難く、信頼性が高い、等の利点を
有し、小型軽量化の観点からみても著しい向上が
ある。しかしながら、従来のデイジタルサーボ方
式は、原理的にはアナログサーボ方式と相類似す
るものであり、位相比較器、周波数弁別器、制御
変調器、周波数変調器等の各回路が必要であつ
た。
ボ系を構成する各回路にアナログ信号を用いるア
ナログサーボ方式と、デイジタル信号を用いるデ
イジタルサーボ方式とがある。デイジタルサーボ
方式はアナログサーボ方式に比し、使用する抵
抗やコンデンサ等の数が低減でき、従つて回路
構成が簡単となり電源電圧の変動、回路素子のバ
ラツキ、増幅器の利得変動により動作点の変動が
生じることがなく、安定度の高いクロツクパル
スを媒介にできるのでドリフトが大幅に軽減さ
れ、デイジタル情報を取扱うので不要な信号重
畳の影響が受け難く、信頼性が高い、等の利点を
有し、小型軽量化の観点からみても著しい向上が
ある。しかしながら、従来のデイジタルサーボ方
式は、原理的にはアナログサーボ方式と相類似す
るものであり、位相比較器、周波数弁別器、制御
変調器、周波数変調器等の各回路が必要であつ
た。
また従来のサーボ方式では、モータの負荷状態
が一定のときにモータの回転位相の基準値に対す
る偏差を零とするものであり、トルク変動等の外
乱が加わつた場合は、モータの回転速度は基準回
転速度に等しくなるが、位相に関しては基準値に
対する偏差が定常的に生じてしまうという欠点が
あつた。
が一定のときにモータの回転位相の基準値に対す
る偏差を零とするものであり、トルク変動等の外
乱が加わつた場合は、モータの回転速度は基準回
転速度に等しくなるが、位相に関しては基準値に
対する偏差が定常的に生じてしまうという欠点が
あつた。
本発明は上記欠点を除去したものであり、以下
図面と共にその一実施例について説明する。
図面と共にその一実施例について説明する。
第１図は本発明になる記録再生装置におけるデ
イジタルサーボ方式の一実施例のブロツク系統図
を示す。同図中、１は被制御モータで、一方の回
転軸はキヤプスタン２として用いられ、他方の回
転軸の一端には、等間隔でもつてＳ極、Ｎ極のマ
グネツトがその周側面に交互に配設されてなる円
盤３が取付固定されている。また円盤３の周側面
に配設されたマグネツトと対向離間する位置にギ
ヤツプ面を有するよう検出ヘツド４が設けられて
おり、モータ１の回転と一体的に回転する円盤３
のマグネツトが検出ヘツド４の前方を横切る毎
に、モータ１の回転速度に比例する繰り返し周波
数の略正弦波信号が検出ヘツド４より出力され
る。この略正弦波信号はパルス形成回路５により
パルス列に変換された後1/2分周器６に供給さ
れ、ここでパルス形成回路５の変換誤差の発生が
防止されて対称方形波とされる。
イジタルサーボ方式の一実施例のブロツク系統図
を示す。同図中、１は被制御モータで、一方の回
転軸はキヤプスタン２として用いられ、他方の回
転軸の一端には、等間隔でもつてＳ極、Ｎ極のマ
グネツトがその周側面に交互に配設されてなる円
盤３が取付固定されている。また円盤３の周側面
に配設されたマグネツトと対向離間する位置にギ
ヤツプ面を有するよう検出ヘツド４が設けられて
おり、モータ１の回転と一体的に回転する円盤３
のマグネツトが検出ヘツド４の前方を横切る毎
に、モータ１の回転速度に比例する繰り返し周波
数の略正弦波信号が検出ヘツド４より出力され
る。この略正弦波信号はパルス形成回路５により
パルス列に変換された後1/2分周器６に供給さ
れ、ここでパルス形成回路５の変換誤差の発生が
防止されて対称方形波とされる。
この対称方形波はモータ１の回転速度に比例し
た繰り返し周波数の第２図Ａに示す如き波形の方
形波ａであり（以下この対称方形波ａを速度検出
パルスａという）、アンド回路７の一方の入力端
子に印加されると同時に、マイクロコンピユータ
８内の２進カウンタ９のリセツト端子にリセツト
パルスとして印加される。またアンド回路７の他
方の入力端子には水晶発振器１０より発振出力さ
れる第２図Ｂに示すクロツクパルスｂが印加され
る。このクロツクパルスｂの繰り返し周波数は一
定であり、かつ、上記速度検出パルスａのそれよ
りも十分高く設定されて量子化ノイズの発生を防
止するが、２進カウンタ９の計数能力及びビツト
数の増加によりコストが高くならないように上限
値が制限される。
た繰り返し周波数の第２図Ａに示す如き波形の方
形波ａであり（以下この対称方形波ａを速度検出
パルスａという）、アンド回路７の一方の入力端
子に印加されると同時に、マイクロコンピユータ
８内の２進カウンタ９のリセツト端子にリセツト
パルスとして印加される。またアンド回路７の他
方の入力端子には水晶発振器１０より発振出力さ
れる第２図Ｂに示すクロツクパルスｂが印加され
る。このクロツクパルスｂの繰り返し周波数は一
定であり、かつ、上記速度検出パルスａのそれよ
りも十分高く設定されて量子化ノイズの発生を防
止するが、２進カウンタ９の計数能力及びビツト
数の増加によりコストが高くならないように上限
値が制限される。
このようにして、アンド回路７の出力には第２
図Ｃに示す如く、速度検出パルスａのハイレベル
期間においてのみ、クロツクパルスｂが通過出力
してなるパルス列が取り出され、２進カウンタ９
に印加されて、ここで計数される。従つて、２進
カウンタ９は速度検出パルスａのハイレベル期間
のクロツクパルス数を、速度検出パルスａのハイ
レベル期間毎に計数出力することにより、モータ
１の回転速度を２進数のデイジタル量Ｎに変換す
ることになる。例えば、速度検出パルスａの立上
り部でリセツトされる２進カウンタ９は、時刻t1
からt2までの速度検出パルスａのハイレベル期間
に入来した第２図Ｃにc1で示すクロツクパルス数
を計数して第２図Ｄにd2で示す如き計数値を時刻
t2以後出力し、それを次の速度検出パルスａの立
上り部入来時刻t3まで保持し、次の速度検出パル
スａのハイレベル期間（時刻t3からt4まで）に入
来した第２図Ｃにc2で示すクロツクパルス数を計
数して同図Ｄにd3で示す如き計数値を時刻t4以後
出力する。
図Ｃに示す如く、速度検出パルスａのハイレベル
期間においてのみ、クロツクパルスｂが通過出力
してなるパルス列が取り出され、２進カウンタ９
に印加されて、ここで計数される。従つて、２進
カウンタ９は速度検出パルスａのハイレベル期間
のクロツクパルス数を、速度検出パルスａのハイ
レベル期間毎に計数出力することにより、モータ
１の回転速度を２進数のデイジタル量Ｎに変換す
ることになる。例えば、速度検出パルスａの立上
り部でリセツトされる２進カウンタ９は、時刻t1
からt2までの速度検出パルスａのハイレベル期間
に入来した第２図Ｃにc1で示すクロツクパルス数
を計数して第２図Ｄにd2で示す如き計数値を時刻
t2以後出力し、それを次の速度検出パルスａの立
上り部入来時刻t3まで保持し、次の速度検出パル
スａのハイレベル期間（時刻t3からt4まで）に入
来した第２図Ｃにc2で示すクロツクパルス数を計
数して同図Ｄにd3で示す如き計数値を時刻t4以後
出力する。
一方、キヤプスタン２及びピンチローラ（図示
せず）に狭持駆動されるテープ１１には、その走
行方向上、記録時に一定周波数（例えば30Hz）
のコントロール信号が所定位相で記録されてお
り、再生時はその既記録コントロール信号は固定
のコントロールヘツド１２により再生される。従
つて、コントロールヘツド１２よりの再生コント
ロール信号はテープ１１の走行速度に比例した周
波数で再生され、比較信号形成回路１３に供給さ
れる。比較信号形成回路１３は単安定マルチバイ
ブレータ等で構成されており、コントロールヘツ
ド１２よりの第２図Ｉに示す再生コントロール信
号ｉに同期した同図Ｊに示す比較信号ｊを形成
し、位相比較器１４へ出力する。
せず）に狭持駆動されるテープ１１には、その走
行方向上、記録時に一定周波数（例えば30Hz）
のコントロール信号が所定位相で記録されてお
り、再生時はその既記録コントロール信号は固定
のコントロールヘツド１２により再生される。従
つて、コントロールヘツド１２よりの再生コント
ロール信号はテープ１１の走行速度に比例した周
波数で再生され、比較信号形成回路１３に供給さ
れる。比較信号形成回路１３は単安定マルチバイ
ブレータ等で構成されており、コントロールヘツ
ド１２よりの第２図Ｉに示す再生コントロール信
号ｉに同期した同図Ｊに示す比較信号ｊを形成
し、位相比較器１４へ出力する。
他方、水晶発振器１０の発振出力は分周器１５
により分周されて例えば30Hzの一定周波数とさ
れた後、基準信号発生回路１６に供給され、ここ
で例えば30Hzの一定周波数を有する第２図Ｋに
示す如き傾斜波の基準信号ｋに変換される。この
基準信号ｋは位相比較器１４に供給され、ここで
上記比較信号ｊと位相比較される。すなわち、位
相比較器１４は比較信号ｊのローレベル期間で基
準信号ｋの傾斜部をサンプリングホールドして第
２図Ｌに示す如き信号ｌを得て、これを位相誤差
信号としてAD変換器１７に供給する。AD変換器
１７は位相誤差信号ｌをアナログ−デイジタル変
換して得たデイジタル信号をマイクロコンピユー
タ８内の減算器１８の減算入力端子に印加する。
このような構成はソフトウエアにより構成するこ
とができる。
により分周されて例えば30Hzの一定周波数とさ
れた後、基準信号発生回路１６に供給され、ここ
で例えば30Hzの一定周波数を有する第２図Ｋに
示す如き傾斜波の基準信号ｋに変換される。この
基準信号ｋは位相比較器１４に供給され、ここで
上記比較信号ｊと位相比較される。すなわち、位
相比較器１４は比較信号ｊのローレベル期間で基
準信号ｋの傾斜部をサンプリングホールドして第
２図Ｌに示す如き信号ｌを得て、これを位相誤差
信号としてAD変換器１７に供給する。AD変換器
１７は位相誤差信号ｌをアナログ−デイジタル変
換して得たデイジタル信号をマイクロコンピユー
タ８内の減算器１８の減算入力端子に印加する。
このような構成はソフトウエアにより構成するこ
とができる。
このようにして、AD変換器１７より得られた
再生コントロール信号ｉと基準信号ｋとの位相差
に応じたデイジタル量ＮRと、第２図Ｄにd1，
d2，d3で示すような値の、モータ１の回転速度に
対応した２進カウンタ９のデイジタル計数値Ｎと
は夫々マイクロコンピユータ８により次のように
デイジタル演算される。上記計数値Ｎとデイジタ
ル量ＮRとは減算器１８において、第２図Ｅに
e1，e2，e3で示す如く両者の差である誤差値ＮE
（＝Ｎ−ＮR）が演算される。この誤差値は演算器
１９によりK2倍（K2＜１で、本実施例において
はK2＝１／２Ｍ（Ｍは任意の整数）された後、累算器 ２０によつて順次加算されてそれらの累積値（積
分手段により得る値）ＮI（＝ΣK2・ＮE）が得
られる。この累積値ＮIは加算器２１において２
進カウンタ９の出力計数値Ｎと加算されて第２図
Ｆにf1，f2，f3で示す如くに変化する加算値とさ
れた後演算器２２に供給されてK1倍される。
再生コントロール信号ｉと基準信号ｋとの位相差
に応じたデイジタル量ＮRと、第２図Ｄにd1，
d2，d3で示すような値の、モータ１の回転速度に
対応した２進カウンタ９のデイジタル計数値Ｎと
は夫々マイクロコンピユータ８により次のように
デイジタル演算される。上記計数値Ｎとデイジタ
ル量ＮRとは減算器１８において、第２図Ｅに
e1，e2，e3で示す如く両者の差である誤差値ＮE
（＝Ｎ−ＮR）が演算される。この誤差値は演算器
１９によりK2倍（K2＜１で、本実施例において
はK2＝１／２Ｍ（Ｍは任意の整数）された後、累算器 ２０によつて順次加算されてそれらの累積値（積
分手段により得る値）ＮI（＝ΣK2・ＮE）が得
られる。この累積値ＮIは加算器２１において２
進カウンタ９の出力計数値Ｎと加算されて第２図
Ｆにf1，f2，f3で示す如くに変化する加算値とさ
れた後演算器２２に供給されてK1倍される。
従つて、演算器２２より取り出される２進数
NoはK1（Ｎ＋ＮI）で表わされ、第２図Ｇにg1，
g2，g3で示す如くに変化し、マイクロコンピユー
タ８の出力としてAD変換器２３に印加され、こ
こでデイジタル−アナログ変換される。なお、以
上のデイジタル演算動作のタイミングは第２図Ｄ
〜Ｇに夫々示す如く、速度検出パルスａの立下り
部において動作し、速度検出パルスａのローレベ
ル期間保持されるように構成されている。
NoはK1（Ｎ＋ＮI）で表わされ、第２図Ｇにg1，
g2，g3で示す如くに変化し、マイクロコンピユー
タ８の出力としてAD変換器２３に印加され、こ
こでデイジタル−アナログ変換される。なお、以
上のデイジタル演算動作のタイミングは第２図Ｄ
〜Ｇに夫々示す如く、速度検出パルスａの立下り
部において動作し、速度検出パルスａのローレベ
ル期間保持されるように構成されている。
以上のようにしてマイクロコンピユータ８によ
りデイジタル演算して得られた２進数Noは、DA
変換器２３によりアナログ量（電圧）に変換され
て第２図Ｈに示す如き電圧ｈとされてモータ駆動
増幅器２４に供給され、ここで増幅された後モー
タ１に印加され、その回転速度を制御する。
りデイジタル演算して得られた２進数Noは、DA
変換器２３によりアナログ量（電圧）に変換され
て第２図Ｈに示す如き電圧ｈとされてモータ駆動
増幅器２４に供給され、ここで増幅された後モー
タ１に印加され、その回転速度を制御する。
このように、本実施例においてはモータ１、円
盤３、検出ヘツド４、パルス形成回路５、1/2分
周器６、アンド回路７、２進カウンタ９、加算器
２１、演算器２２、DA変換器２３、モータ駆動
増幅器２４よりなる速度フイードバツクループの
他に、記録再生装置の再生時にマイクロコンピユ
ータ８のデイジタル演算部に２進ヘツド９より減
算器１８、演算器１９、累算器２０を経て加算器
２１に至る積分ループを設け、更にモータ１の回
転速度の基準値ＮRを位相誤差信号で変化させる
ことにより、位相フイードバツクループを構成し
ている。
盤３、検出ヘツド４、パルス形成回路５、1/2分
周器６、アンド回路７、２進カウンタ９、加算器
２１、演算器２２、DA変換器２３、モータ駆動
増幅器２４よりなる速度フイードバツクループの
他に、記録再生装置の再生時にマイクロコンピユ
ータ８のデイジタル演算部に２進ヘツド９より減
算器１８、演算器１９、累算器２０を経て加算器
２１に至る積分ループを設け、更にモータ１の回
転速度の基準値ＮRを位相誤差信号で変化させる
ことにより、位相フイードバツクループを構成し
ている。
これにより、例えば、モータ１の回転速度が基
準速度に等しいときにおいて、記録再生装置の再
生時に再生コントロール信号ｉの位相が基準信号
ｋの位相より進んだ場合は、位相比較器１４の出
力位相誤差信号レベルが上昇するように構成され
ているので、AD変換器１７の出力値ＮRは大とな
り、よつて誤差値ＮEが小となる。一方、再生コ
ントロール信号ｉの位相が基準信号ｋの位相より
遅れた場合は、位相比較器１４の出力位相誤差信
号レベルが減少するため、上記ＮRは小となり、
誤差値ＮEも小となる。このようにトルク変動等
の何らかの外乱により、再生コントロール信号ｉ
の位相が基準信号ｋの位相（基準位相）とずれた
場合は、たとえモータ１の回転速度が基準速度に
等しくＮの値が一定であつたとしても、基準デイ
ジタル値ＮRが変化し、誤差値ＮEが生じてくる。
準速度に等しいときにおいて、記録再生装置の再
生時に再生コントロール信号ｉの位相が基準信号
ｋの位相より進んだ場合は、位相比較器１４の出
力位相誤差信号レベルが上昇するように構成され
ているので、AD変換器１７の出力値ＮRは大とな
り、よつて誤差値ＮEが小となる。一方、再生コ
ントロール信号ｉの位相が基準信号ｋの位相より
遅れた場合は、位相比較器１４の出力位相誤差信
号レベルが減少するため、上記ＮRは小となり、
誤差値ＮEも小となる。このようにトルク変動等
の何らかの外乱により、再生コントロール信号ｉ
の位相が基準信号ｋの位相（基準位相）とずれた
場合は、たとえモータ１の回転速度が基準速度に
等しくＮの値が一定であつたとしても、基準デイ
ジタル値ＮRが変化し、誤差値ＮEが生じてくる。
またモータ１の回転速度が基準速度より速くな
つたときは、速度検出パルスａの周期は基準の値
より短かくなるから、計数値Ｎは減少するが、再
生コントロール信号ｉの位相は基準位相より進む
ためAD変換器１７の出力基準デイジタル値ＮRは
増加する。逆にモータ１の回転速度が基準速度よ
り遅くなつた場合は計数値Ｎは増加するが、再生
コントロール信号ｉの位相は基準位相より遅れる
ためデイジタル値ＮRは減少する。このように、
モータ１の回転速度が基準速度よりずれた場合、
ＮとＮRとは夫々同時に減少あるいは増加するこ
とはなく、よつてそれに起因してそれらの誤差値
ＮEが零になつてしまうことはあり得ない。
つたときは、速度検出パルスａの周期は基準の値
より短かくなるから、計数値Ｎは減少するが、再
生コントロール信号ｉの位相は基準位相より進む
ためAD変換器１７の出力基準デイジタル値ＮRは
増加する。逆にモータ１の回転速度が基準速度よ
り遅くなつた場合は計数値Ｎは増加するが、再生
コントロール信号ｉの位相は基準位相より遅れる
ためデイジタル値ＮRは減少する。このように、
モータ１の回転速度が基準速度よりずれた場合、
ＮとＮRとは夫々同時に減少あるいは増加するこ
とはなく、よつてそれに起因してそれらの誤差値
ＮEが零になつてしまうことはあり得ない。
ここで、上記誤差値ＮEが正の値で大になるほ
どNoが増加してモータ１の回転速度が速くなる
ような制御が行なわれ、それにより速度検出パル
スａの繰り返し周波数が高くなりＮの値が減少す
ると同時に、再生コントロール信号ｉの位相が基
準位相より進んでＮRの値が増加する。一方、上
記誤差値ＮEが負の値でその絶対値が大になるほ
ど、上記とは逆にＮの値が増加すると同時に、Ｎ
Rの値が減少する。このようにして、マイクロコ
ンピユータ８内では、デイジタル演算によりＮと
その基準デイジタル値ＮRとが夫々常に等しくな
るようにモータ１の駆動電圧を制御しているた
め、最終的には誤差値ＮEは零になり、再生コン
トロールコントロール信号ｉの基準位相に対する
定常的な位相偏差が完全に零になるように制御す
ることができる。
どNoが増加してモータ１の回転速度が速くなる
ような制御が行なわれ、それにより速度検出パル
スａの繰り返し周波数が高くなりＮの値が減少す
ると同時に、再生コントロール信号ｉの位相が基
準位相より進んでＮRの値が増加する。一方、上
記誤差値ＮEが負の値でその絶対値が大になるほ
ど、上記とは逆にＮの値が増加すると同時に、Ｎ
Rの値が減少する。このようにして、マイクロコ
ンピユータ８内では、デイジタル演算によりＮと
その基準デイジタル値ＮRとが夫々常に等しくな
るようにモータ１の駆動電圧を制御しているた
め、最終的には誤差値ＮEは零になり、再生コン
トロールコントロール信号ｉの基準位相に対する
定常的な位相偏差が完全に零になるように制御す
ることができる。
なお、本実施例においては、再生コントロール
信号より得られる回転位相に関連した回転位相誤
差による位相制御を行なう比較信号形成回路１
３、位相比較器１４、基準信号発生回路１６等は
アナログ信号により処理される如く構成している
が、このような構成に限らず、デイジタル信号に
より処理される如く構成してもよい。この場合は
AD変換器１７は不要となるし、またマイクロコ
ンピユータ８と一体に構成してソフトウエアとし
て処理できるよう構成することにより、より低コ
スト化が可能となる。なお、このようなデイジタ
ル化は本実施例におけるモータ１より得る回転速
度に関連したデイジタル情報の検出方法と同様に
構成できることから、詳細な説明は省略する。
信号より得られる回転位相に関連した回転位相誤
差による位相制御を行なう比較信号形成回路１
３、位相比較器１４、基準信号発生回路１６等は
アナログ信号により処理される如く構成している
が、このような構成に限らず、デイジタル信号に
より処理される如く構成してもよい。この場合は
AD変換器１７は不要となるし、またマイクロコ
ンピユータ８と一体に構成してソフトウエアとし
て処理できるよう構成することにより、より低コ
スト化が可能となる。なお、このようなデイジタ
ル化は本実施例におけるモータ１より得る回転速
度に関連したデイジタル情報の検出方法と同様に
構成できることから、詳細な説明は省略する。
また、上記実施例では記録再生装置のキヤプス
タンモータに適用する場合につき説明したが、磁
気録画再生装置の回転ドラムモータ、あるいは円
盤状情報記録媒体再生装置のターンテーブル回転
用モータ等に適用することも可能である。
タンモータに適用する場合につき説明したが、磁
気録画再生装置の回転ドラムモータ、あるいは円
盤状情報記録媒体再生装置のターンテーブル回転
用モータ等に適用することも可能である。
上述の如く、本発明になる記録再生装置におけ
るデイジタルサーボ方式は、記録媒体の走行に関
連して回転するモータの回転速度に応じた繰り返
し周波数の速度検出パルスの所定期間毎に、一定
周波数のクロツクパルスをゲート出力し、このゲ
ート出力されたクロツクパルスを計数することに
より上記モータの回転速度に対応するデイジタル
量を得て予め設定した上記モータの定常回転速度
に関連した基準デイジタル値と夫々比較してそれ
らの誤差値を得、この誤差値を累積演算すること
によつて得た誤差値の積分出力デイジタル値と上
記デイジタル量とを夫々加算した後アナログ信号
に変換し、このアナログ信号を上記モータの駆動
信号として印加すると同時に、上記記録媒体に予
め一定周期で記録されているコントロール信号を
再生して得た記録媒体の走行速度に応じた繰り返
し周波数の再生コントロール信号と予め設定した
基準位相を示す基準信号との位相誤差を検出し、
検出した位相誤差信号により上記基準デイジタル
値を可変制御し、上記誤差値を常に零とするよう
に上記モータへの駆動信号を制御するよう構成し
たため、トルク変動等の外乱が加わつたときで
も、再生コントロール信号の位相と基準信号の位
相との間に生じる定常偏差を常に完全に零とする
ことができ、また基準デイジタル値を可変制御し
ているので精度がよく、更にデイジタル情報で制
御しているので極めて安定にサーボ動作を行うこ
とができ、また前記基準信号は前記クロツクパル
スの発生回路から生成するようにしたため、回路
構成を簡略化でき、また更にデイジタル演算部に
マイクロコンピユータを用いることにより、サー
ボ系のループゲイン等はプログラムで容易に設定
及びその変更ができ精度も良い等の数々の特長を
有するものである。
るデイジタルサーボ方式は、記録媒体の走行に関
連して回転するモータの回転速度に応じた繰り返
し周波数の速度検出パルスの所定期間毎に、一定
周波数のクロツクパルスをゲート出力し、このゲ
ート出力されたクロツクパルスを計数することに
より上記モータの回転速度に対応するデイジタル
量を得て予め設定した上記モータの定常回転速度
に関連した基準デイジタル値と夫々比較してそれ
らの誤差値を得、この誤差値を累積演算すること
によつて得た誤差値の積分出力デイジタル値と上
記デイジタル量とを夫々加算した後アナログ信号
に変換し、このアナログ信号を上記モータの駆動
信号として印加すると同時に、上記記録媒体に予
め一定周期で記録されているコントロール信号を
再生して得た記録媒体の走行速度に応じた繰り返
し周波数の再生コントロール信号と予め設定した
基準位相を示す基準信号との位相誤差を検出し、
検出した位相誤差信号により上記基準デイジタル
値を可変制御し、上記誤差値を常に零とするよう
に上記モータへの駆動信号を制御するよう構成し
たため、トルク変動等の外乱が加わつたときで
も、再生コントロール信号の位相と基準信号の位
相との間に生じる定常偏差を常に完全に零とする
ことができ、また基準デイジタル値を可変制御し
ているので精度がよく、更にデイジタル情報で制
御しているので極めて安定にサーボ動作を行うこ
とができ、また前記基準信号は前記クロツクパル
スの発生回路から生成するようにしたため、回路
構成を簡略化でき、また更にデイジタル演算部に
マイクロコンピユータを用いることにより、サー
ボ系のループゲイン等はプログラムで容易に設定
及びその変更ができ精度も良い等の数々の特長を
有するものである。
第１図は本発明方式の一実施例を示すブロツク
系統図、第２図Ａ〜Ｌは夫々第１図の動作説明用
タイムチヤートである。 １……被制御モータ、２……キヤプスタン、４
……検出ヘツド、８……マイクロコンピユータ、
９……２進カウンタ、１０……水晶発振器、１２
……コントロールヘツド、１４……位相比較器、
１６……基準信号発生回路、１７……AD変換
器、１８……減算器、１９，２２……演算器、２
０……累算器、２１……加算器、２３……DA変
換器。
系統図、第２図Ａ〜Ｌは夫々第１図の動作説明用
タイムチヤートである。 １……被制御モータ、２……キヤプスタン、４
……検出ヘツド、８……マイクロコンピユータ、
９……２進カウンタ、１０……水晶発振器、１２
……コントロールヘツド、１４……位相比較器、
１６……基準信号発生回路、１７……AD変換
器、１８……減算器、１９，２２……演算器、２
０……累算器、２１……加算器、２３……DA変
換器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 記録媒体の走行に関連して回転するモータの
回転速度に応じた繰り返し周波数の速度検出パル
スの所定期間毎に、一定周波数のクロツクパルス
をゲート出力し、このゲート出力されたクロツク
パルスを計数することにより上記モータの回転速
度に対応するデイジタル量を得て予め設定した上
記モータの定常回転速度に関連した基準デイジタ
ル値と夫々比較してそれらの誤差値を得、該誤差
値を累積演算することによつて得た該誤差値の積
分出力デイジタル値と上記デイジタル量とを夫々
加算した後アナログ信号に変換し、該アナログ信
号を上記モータの駆動信号として印加すると同時
に、上記記録媒体に予め一定周期で記録されてい
るコントロール信号を再生して得た記録媒体の走
行速度に応じた繰り返し周波数の再生コントロー
ル信号と予め設定した基準位相を示す基準信号と
の位相誤差を検出し、該検出した位相誤差信号に
より上記基準デイジタル値を可変制御し、上記誤
差値を常に零とするように上記モータへの駆動信
号を制御するよう構成したことを特徴とする記録
再生装置におけるデイジタルサーボ方式。 ２ 前記基準信号は、前記クロツクパルスの発生
回路から生成するよう構成したことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の記録再生装置におけ
るデイジタルサーボ方式。 ３ 前記モータは、キヤプスタンモータとしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項
記載の記録再生装置におけるデイジタルサーボ方
式。 ４ 前記デイジタル量、誤差値、該誤差値の累積
演算値及び該デイジタル量と該累積演算値との加
算値を夫々得るためのデイジタル演算はマイクロ
コンピユータにより行なうことを特徴とする特許
請求の範囲第１項乃至第３項のうちいずれか記載
の記録再生装置におけるデイジタルサーボ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9842980A JPS5724060A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Digital servo controlling system of recorder and reproducer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9842980A JPS5724060A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Digital servo controlling system of recorder and reproducer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5724060A JPS5724060A (en) | 1982-02-08 |
| JPS6239496B2 true JPS6239496B2 (ja) | 1987-08-24 |
Family
ID=14219559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9842980A Granted JPS5724060A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Digital servo controlling system of recorder and reproducer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5724060A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4536806A (en) * | 1982-04-02 | 1985-08-20 | Ampex Corporation | Microprocessor controlled multiple servo system for a recording and/or reproducing apparatus |
-
1980
- 1980-07-18 JP JP9842980A patent/JPS5724060A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5724060A (en) | 1982-02-08 |
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