JPS6064765A - 溶接用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、直流電源をインバータ回路により一旦高周波
交流に変換した後に再び直流に変換する方式の溶接用電
源に関するものである。

ハークによって高周波交流に変換し、その後溶接に適し
た電圧に変換し再度整流して直流出力を得るインバータ
カ式の溶接用電源は、インバータの動作周波数を高くす
ることによって使用する変圧器や出力平滑回路を小形化
することか可能であり、溶接機全体の小形、軽量化を可
能とすることができる。しかし、この種溶接用電源に用
いられるインバータは変圧器結合によって出力回路か構
成されているため）こ、もしインバータ回路の出力波形
の正負にアンバランスが発生すると、この正負出力の差
分に相当する直流分によって変圧器鉄心か飽和し大きな
励磁電流か流れるようになる。特に溶接用電源において
は出力電流が大きいために過電流に弱い半導体スイッチ
ング素子を用いるインバータ方式を採用するときには、
この磁気飽和を防止することが重要な要件となる。従来
この磁気飽和を防止する手段としてはインバータの出力
回路に直流阻止用のコンデンサを直列接続したコンデン
サ結合式とする方式が採用されている。しかシコノコン
デンサ結合式とした場合にはインバータか一旦動作状態
にあった後に停止し、再び起動するときに、先の動作中
にコンデンサに充電されていた電荷のために変圧器に印
加される電圧がコンテンサノ端子電圧分たけソフトした
正負アンバランスの交流電圧となる。このために直流阻
止用コンデンサを設けたために逆に再起動時に変圧器鉄
心の飽和現象を誘発することかあった。このために出力
用の変圧器はこの過渡的な飽和が発生しないように十分
に大きな断面積の鉄心を用意することか必要となり、イ
ンバータ方式によって取扱う周波数を高くして小形軽量
化せんとした効果が相殺されてしまい実用的価値の少な
いものとなる欠点かあった。

発明の要旨 本発明は、コンデンサ結合変圧器出力式のインバ−タカ
式を有する溶接用電源において直流阻止用コンデンサの
残留電荷をインバータ停止直後に放電するようにし、ま
たこのコンデンサの放電中はインバータの再起動を禁止
するようにした溶接用電源を提供するものである。

実施例 第１図に本発明の溶接用電源の接続図を示す。

同図において１は交流電源であり、通常単相または３相
の商用交流電源か用いられる。２は交流電源１からの電
力を直流に変換するための整流回路、３は整流回路２の
直流出力を高周波交流に変換するためのインバータ回路
であり、スイッチング素子３１と３４およびスイッチン
グ素子３２と３３とをそれぞれ一組として交互に導通、
遮断することにより交流出力を得るものである。３５は
直流阻止用コンデンサ、３６は出力取り出し用変圧器で
ありコンデンサ３５と変圧器３６とによってコンデンサ
結合変圧器出力式の出力回路を構成している。４はイン
バータ回路３の出力、即ち変圧器３６の出力を再び整流
して直流に変換する整流回路であり、５は溶接に適した
出力電流の過渡特性を得るために設けられる直流リアク
トル、６は出力端子である。７はインバータ回路３を起
動および停止させるためのインバータ起動・停止回路で
あり、例えばインバータ起動信号として溶接開始用押ボ
タンスイッチなどの動作に対応してハイレベル信号（Ｈ
信号）、停止時はローレベル信号（Ｌ信号）を出力する
ものとする。８はインバータ起動停止回路７の出力信号
をＡ端子に受けて別途決定される周波数や導通比率に従
ってインバータ３のスイッチング素子３１ないし３４を
それぞれ導通遮断側’Ｘ］するインバータ制御回路であ
る。このインバータ制御回路の出力信号の周波数や導通
比率は予め定められた基準値に倣うものや溶接電圧、電
流、速度のような溶接負荷の状態からのフィードバック
信号により定まる値などによって決定される。９はイン
バータ起動停止回路７のＨ信号の立下り時、即ちインバ
ータ停止に際してインバータ起動信号か消滅した時から
一定時間の間インバータ制御回路８のＥ端子に起動禁止
指令を供給する時限回路で、例えは入力信号がＨ信号か
ら”１８号に変化したときから一定時限のパルスを発生
するモノマルチバイブレータが使用できる。１０はイン
バータ起動停止回路７の出力信号を変換するＮＯＴ回路
、１１は時限回路９の出力とＮＯ，、Ｔ回路１０の出力
とを入力とするＯＲ回路、１２はＯＲ回路１１の出力に
より動作するコンデンサ３５の放電回路であり、放電電
流制限用抵抗器におよびＯＲ回路１１のＦＩＩＩＭ夛に
より閉じるスイッチ手段Ｓとからなる。同図の実施例に
おいて、溶接開始るこ際して押ホクンスイッチなどによ
りインノく−タ起動停止回路７かＨ（ｇ号を発生すると
インバータ制御回路は図示しない出力設定手段により定
まる周波数と導通比率のスイッチング指令信号をインバ
ータ回路３の各スイッチング素子３１ないし３４に供給
し、変圧器３６はこのスイッチング素子の導通順序にし
たがって交流電圧を発生する。

この交流電圧は整流回路４にて直流をこ変換され、直流
リアクトル５を経て出力端子６から溶接負荷に供給され
る。このとき時限回路９には入力信号がＨ信号であるの
で時限を開始することはなくその出力はＬイざ号のまま
であり、インノ＼−タ制御１ｌ１１回路８に対して動作
禁止指令を発することはない。

またインバータ起動停止回路７の出力信号が１（信号で
あるのてＮＯＴ回路１０の出力はＬ信号であり、この結
果ＯＲ回路１１の両信号はいずれもし信号となって放電
回路１２のスイッチ手段Ｓは開いたままである。このた
めコンデンサ３５はインバータ回路３の出力回路に変圧
器３６と直列に接続されることになり、スイッチング素
子３１ないし３４の導通期間にアンノ＼ランスが生じて
も、そのアンバランス分による直流電圧はコンデンサ３
５によって阻止されて変圧器には正負バランスした交流
電圧が印加されることになり、変圧器の鉄心が飽和する
ことがない。このような動作中に溶接を終了するべ（イ
ンバータ起動停止回路７の出力がＨ信号からし信号に変
ると、インバータ制御回路８はＡ端子の入力信号かＬ信
号となるために直ちにその動作を中止しこの結果インバ
ータ回路３は停止しスイッチング素子３１ないし３４は
すべて遣欧状態となる。

一方、ＮＯＴ回路１０は入力信号がＬ信号となるために
その出力信号はＨ信号となり、ＯＲ回路１１の出力もし
信号からＨ４８号に変化する。この結果放電回路１２の
スイッチ手段Ｓは閉じてコンデンサ３５は抵抗器Ｉ（を
通して放電を開始する。

インバータ起動停止回路７の出力信号か■１倍号からし
信号に立下ると時限回路９か起動し、一定時間Ｈ信号を
出力する。このＨｎＫ号出力出力ンバータ制＋ＩｉＵ回
路８のＥ端子に供給されてＡ端子人力に優先してインバ
ータ制御回路の再起動を禁止するように作用するととも
に、ＯＲ回路１１にも供給されて放電回路１２のスイッ
チ手段の閉路状態を保つ。この結果溶接起動スイッチを
再度押すなどしてインバータ起動停止回路７の出力信号
を再度８４３号としても時限回路９によって定められた
一定時間はインバータ制御回路８の再起動は行なわれず
、またコンデンサ３５の放電も中断されることがない。

したがってこの時限回路９の設定時間をコンデンサ３５
の放電に要する時間よりも長く設定しておけば、インバ
ータ回路３が再起動可能となるときにはコンデンサ３５
の端子電圧は十分に低い値になっているので、再起動時
にコンデンサ３５の残留電圧によって過渡的に変圧器の
鉄心か飽和することはなくなる。なお第１図においてＮ
ＯＴ回路１０は、インバータ停止時には常時コンデンサ
３５を放電状態としてお（ために設けたものである。こ
れは停電事故のようなときには時限回路９が動作しない
ためにコンデンサ３５の放電か十分に行なわれない。こ
のような状態で再度電源か投入された時点においてイン
／＼−りの最初の起動前の段階でコンデンサを放電し得
るようにしたものである。なおスイッチ手段Ｓをリレー
のｎ゛閉接点のように電源遮断時に必然的に閉路となる
性質のものを用いるときには、Ｎ　Ｏ’ｒ回路およびＯ
Ｒ回路はともに不要であって時限回路９の１−１出力信
号によってスイッチ手段Ｓを直接閉路するたけでよい。

第１図においては、インバータ停止指令により一定時間
禁止信号を出力する時限回路を用いたが再起動を禁止す
る回路はこれに限るものではなく、コンデンサの放電状
態をチェックし十分に放電したことを検知した時点で禁
止を解除するようにしてもよい。コンデンサの放電状態
はその放電電流あるいは端子電圧を調べることによって
簡単に知ることができる。第２図はコンデンサの端子電
圧を検出する方式の例の要部を示す接続図であり、再起
動の禁止回路に直接関係しない部分は第１図と同様であ
るので省略しである。同図において、１３は放電回路の
抵抗器にの両端に接続された電圧検出器であってスイッ
チ手段Ｓが閉じてコンデンサ３５が放電している間のみ
コンデンサ３５の端子電圧を検出する。１４は基準電圧
源でありその出力値ｅｒ　はインバータの再起動に際し
て変圧器の鉄心が飽和しない程度の低い電圧に設定され
る。１５は比較器であり基準電圧源１４の出力ｅｒと電
圧検出器１３の出力ｅｃとを比較し、ｅｒ＜ｅｃの間は
Ｈ信号を、ｅｒ＞ｅｃとなったときにＬ信号を出力する
。１６はＮＯＴ回路、１７はＡＮＤ回路である。同図の
例においてコンデンサ３５が放電した状態でインバータ
起動停止回路７か起動信号（Ｈ信号）を出力するとこの
とき比較器１５はｅｒ＞ｅｃのためにＬ（ｉ号を出力し
ているからＯＲ回路１１の出力はＬ信号であり、スイッ
チ手段Ｓを閉じることはない。またＮＯＴ回路１６の出
力はＨ信号となるからＡ、　Ｎ　Ｄ回路１７はＨ信号と
なりインバータ制御回路８は起動しインバータ回路は託
周波交流を出力する。溶接停止に際してインバータ起動
停止回路７の出力がＨ信号からＬ信号に変化するとＡＮ
Ｄ回路１７は直ちに閉じてインバータ制御回路８に対す
る起動イぎ号を遮断する。

一方ＯＲ回路１１はＮＯＴ回路１０の出力がＨ信号とな
るためＯこ開きスイッチ手段Ｓを閉じコンデンサ３５の
放電回路を完成させる。コンデンサ３５の端子電圧ｅｃ
はその容量と放電回路の抵抗値とによって定まる時定数
に従って低下する。電圧検出器１３によって検出された
端子電圧が基準電圧源１４の出力ｅｒ　よりも高い間は
比較器１５はＨ信号を出力するから、ＮＯＴ回路１６に
よって変換されたし信号かＡＮＤ回路１７に入方される
。

このためコンデンサの放電途中のｅｃ＞ｅｒの期間内に
再度インバータ起動停止回路７の出方がＨ信号となって
もＡＮＤ回路１７は閉じることはなくインバータ制御回
路の再起動を禁止することになる。またｅｃ＞ｅｒの間
はＯＲ回路１１にもＨ信号か比較器１５から供給され続
けるのでスイッチ手段Ｓはインバータ起動停止回路７の
出力状態にかかわらす閉路状態をつつけることになる。

コンデンサ３５の放電が進行１その端子電圧ｅｃが基準
電圧源１４の出力ｅｒよりも低くなったときに比較器１
５の出力レベルはＨ化−号からし信号に反転する。この
結果ＮＯＴ回路１６の出力はＨ信号となり、ＡＮＤ回路
１７はインバータ起動停止回路７の出力のみによって開
閉するようになって、牟−夕起動禁止状態が解除される
。このとき同時に０に回路１１もインバータ起動停止回
路７の出力に応じて開閉するようになり、インバータ起
動時にはスイッチ手段Ｓを開放してコンデンサ放電回路
を遮断するように動作する。なお第２図において電圧検
出回路１３を電流検出回路に変えても同様の動作が得ら
れることはもちろんである。

ところでインバータを半導体スイッチング素子で構成す
るときには、半導体スイッチング素子の漏れ電流の差に
よってもコンデンサに直流電圧が印加されるようになる
。即ち半導体スイッチング素子はその性質上遮断時にお
いてもその実効抵抗は無限大にはなり得す必らず漏れ電
流が生ずる。

しかもこの漏れ電流は各素子毎に相当大きな差があり、
また動作温度によっても太き（変化する。

すべての半導体スイッチング素子が遮ＫＪ［状態にある
ときにはインバータ回路は遮断時における半導体スイッ
チング素子の実効抵抗に相当する値の抵抗器によって構
成されたブリッジ回路を構成することになり、その出力
部に相当するコンデンサ３５と変圧器３６とには漏れ電
流の差に対応する直流電圧か印加されることになる。こ
の電圧はインバータが動作中にその導通時間幅の差によ
って生ずる直流電圧とは異なり、インバータの停止中に
も発生する。このために第１図および第２図に示した例
のようにインバータ停止中にコンデンサを常時放電回路
に接続しておくように考慮しても、放電回路の抵抗器の
両端即ちコンデンサの端子電圧となって発生し、放電回
路によっては解消することかできない。これを解消する
ためにはスイッチング素子のいずれか１つに並列に抵抗
器を接続して漏れ′−流の差を補償するようにしてもよ
いが、遮断特における半導体スイッチング素子の実効抵
抗は相当に高く、これらの差を補償するために並列に接
続すべき抵抗器の抵抗値は非常に大きな値のものが必要
となり、しかも動作温度によって大きく変化する漏れ電
流に対応させるためにその大きな抵抗値を可変にしてお
くことが必要となるので実用性には乏しい。

そこで本発明においては、各半導体スイッチング素子に
並列に各半導体スイッチング素子の漏れ電流よりも十分
に大なる電流が流れる値の抵抗器を接続することによっ
て、各半導体スイッチング素子の漏れ電流の影響をほと
んど無視し得る程度に抑制する手段を設けることによっ
て解決した。

第３図はその実施例を示すものであり、インバータ回路
３のみを示し他は省略しである。同図においてＲ３１な
いしＲ３４はスイッチング素子３１ないし３４に並列に
接続された抵抗器であり、その値はスイッチング素子３
Ｊないし３４の遮断時における実効抵抗値の最低値より
十分に低い値、例えばｌ／１０ないしｌ／１００程度の
値に選定しておく。このようにすることにより、漏れ電
流の差の影響は極端に減殺されてほとんど影響すること
かなくなる程度となる。

なお上記各実施例においてコンデンサ（Ｄ　放ｆｆｉ　
回路に設けるスイッチ手段は、機械的スイッチのように
図示（７たが、このスイッチ手段は両方向スイッチング
機能を有するものであれはよく、リレー接点２両方向サ
イリスタ、逆並列接続された単方向サイリスタやトラン
ジスタのような単方向半導体スイッチング素子あるいは
コンデンサの端子電圧を両波整流する整流器とその直流
出力を抵抗器を経て短絡するように接続された１つの単
方向半導体スイッチング素子との組合せなどいずれの方
法でもよい。

また各回路の出力レベルの状態が上記実施例と異なる方
式のものでも若干の変更により各実施例と同等の機能を
得るものが容易に得られることは明らかであるので詳細
な例示は省略する。

発明の効果 上記のように本発明においては、インバータのアンバラ
ンス動作を直列コンデンサによって阻止するとともに、
インバー少停止時におけるコンデンサ端子電圧を有効に
低減させるようにしたので定富゛出力時はもちろん起動
直後における過渡時においても出力変圧器の鉄心が飽和
することかなく、インバータに使用する半導体スイッチ
の定格容量を有効に使用することかでき、また変圧器鉄
心の断面積もほとんど余裕を取る必要がなくなるので、
インパーク方式による小形軽量化の特長が十分に発揮で
きるようになるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の実施例を示す接続図、第２図は本発
明の別の実施例における再起動禁止回路に関する要部の
みを示した接続図、第３図は本発明の実施例の別の例の
インバータ回路のみを示した接続図である。 １・・・交流電源、２．４・・整流回路、３・・・イン
バータ回路、７・・インバータ起動停止回路、８・・・
インパーク制御回路、９・・・時限回路、１２・・・放
電回路、１３・・・電圧検出回路、３１〜３４・・・ス
イッチング素子、３５・・・コンデンサ、３６・・・変
圧器。 代理人　弁理士　牛丼　宏 手お七谷■正書　く自　発） 特許庁長官　殿 １、事件の表示 昭和５８年特許願第１７１９７５号 ２、発明の名称 溶接用電源 ３、？ｉｌｉ正する者 事件との関係　特許出願人 大阪市淀用区田用２丁目１番１１号 （０２Ｇ）　大阪変圧器株式会社 ４、代理人 住　所　〒５３２　大阪市淀用区田用２丁目１番１１号
［連絡先　電話　（０６）　３０１−１２１２］５、補
正命令の日付　自　発 ６、補正の対象　「図　面」

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、半導体スイッチング素子を用ｌ／Ａたインノ〈−タ
   回路により直流電源を高周波交流に変換した後に整流し
   直流出力を得るようにしたイン７Ｎ−夕制御形の溶接用
   電源において、前記イン／＼゛−タ回路をコンデンサ結
   合変圧器出力式インノ＜−夕回路とし、インバータ停止
   時に動作する前記コンデンサの放電回路を設けた溶接用
   電源。 ２、半導体スイッチング素子を用し）だインノ＼−タ回
   路により直流電源を高周波交流に変換した後に整流し直
   流出力を得るようにしたインノ＜−夕制御形の溶接用電
   源において、前記インノクータ回路をコンデンサ結合変
   圧器出力式インノ＜−夕回路とし、インバータ停止時に
   動作する前記コンデンサの放電回路と、前記コンデンサ
   の電荷が十分に放電されるまで前記インノく一夕回路の
   再起動を禁止する禁止回路とを設けた溶接用電源。 ３、前記禁止回路はインバータ停止信号によって時限を
   開始し、時限終了までの間前記インバータ回路の再起動
   を禁止する回路である特許請求の範囲第２項に記載の溶
   接用電源。 ４、前記禁止回路は、前記コンデンサの端子電圧または
   放電電流を検出する検出回路を含み、前記インバータの
   停止後に前記検出回路の出力が一定値以下に低下するま
   での間前記インバータ回路の再起動を禁止する回路であ
   る特許請求の範囲第２項に記載の溶接用電源。 ５、前記放電回路は前記インバータ停止信号および前記
   禁止回路の再起動禁止信号のいずれかが出力されている
   間は継続して前記コンデンサを放電状態に保つ回路であ
   る特許請求の範囲第２項ないし第４項のいずれかに記載
   の溶接用電源。 ６、前記スイッチング素子にはそれぞれ各スイッチング
   素子の遮断時の抵抗値よりも小さな抵抗器を並列に接続
   した特許請求の範囲第２項ないし第５項のいずれかに記
   載の溶接用電源。