JPH0556234B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、直流電源の出力をインバータ回路に
より一旦高周波交流に変換した後に再び直流に変
換する方式の溶接用電源装置に関するものであ
る。

＜従来の技術＞ 商用交流電源を整流し直流出力を得る直流電源
回路とこの直流電源回路の出力を高周波交流に変
換するインバータ回路と、このインバータ回路の
出力を溶接に適した電圧に変換する変圧器と、こ
の変圧器の出力を再度整流して直流出力を得る整
流回路とを備えたインバータ方式の溶接用電源装
置は、インバータの動作周波数を高くすることに
よつて使用する変圧器や出力平滑回路を小形化す
ることが可能であり、溶接機全体の小形、軽量化
を可能とすることができる。しかし、この種溶接
用電源に用いられるインバータは変圧器によつて
出力を取り出す構造となつているために、もしイ
ンバータ回路の出力波形の正負にアンバランスが
発生すると、この正負出力の差分に相当する直流
分によつて変圧器鉄心が飽和して大きな励磁電流
が流れるようになる。特に溶接用電源において
は、出力電流が大きいために過電流に弱い半導体
スイツチング素子を用いるインバータ方式を採用
するときには、この磁気飽和を防止することが重
要な要件となる。

従来はこの磁気飽和を防止する手段としては、
インバータの出力回路に直流阻止用のコンデンサ
を出力変圧器の一次巻線と直列に接続したコンデ
ンサ結合式とする方式が採用されている。

＜発明が解決しようとする問題点＞ しかしこのコンデンサ結合式とした場合にはイ
ンバータが一旦動作状態にあつた後に停止し、再
び起動するときに、先の動作中にコンデンサに充
電されていた残留電荷のために変圧器に印加され
る電圧がコンデンサの端子電圧分だけシフトした
正負アンバランスの交流電圧となる。この結果、
直流阻止用コンデンサを設けたために逆に再起動
時に変圧器鉄心の飽和現象を誘発することがあつ
た。

このために出力用の変圧器はこの過渡的な飽和
が発生しないように十分に大きな断面積の鉄心を
用意することが必要となり、インバータ方式によ
つて取扱う周波数を高くして小形軽量化せんとし
た効果が相殺されてしまい実用的価値の少ないも
のとなる欠点があつた。

＜問題点を解決するための手段＞ 本発明は、上記のようなコンデンサ結合変圧器
出力式のインバータ回路を有する溶接用電源にお
いて直流阻止用コンデンサの残留電荷をインバー
タ停止直後に放電するようにし、またこのコンデ
ンサの放電中はインバータの再起動を禁止するよ
うにした溶接用電源装置を提供するものである。

＜実施例＞ 第１図に本発明の溶接用電源の接続図を示す。
同図において１は交流電源であり、通常単相また
は３相の商用交流電源が用いられる。２は交流電
源１からの電力を直流に変換するための整流回
路、３は整流回路２の直流出力を高周波交流に変
換するためのインバータ回路であり、スイツチン
グ素子３１と３４およびスイツチング素子３２と
３３とをそれぞれ一組として交互に導通・遮断す
ることによりスイツチング素子３１と３４および
スイツチング素子３２と３３との各直列接続点の
間から交流出力を得るものである。３５は直流阻
止用コンデンサ、３６は出力取り出し用変圧器で
あり直列接続されたコンデンサ３５と変圧器３６
とによつてコンデンサ結合変圧器出力式の出力回
路を構成している。

４はインバータ回路３の出力、即ち変圧器３６
の出力を再び整流して直流に変換する整流回路で
あり、５は溶接に適した出力電流の過渡特性を得
るために設けられる直流リアクトル、６は出力端
子である。

７はインバータ回路３を起動および停止させる
ためのインバータ起動・停止回路であり、例えば
インバータ起動信号として溶接開始用押ボタンス
イツチなどの動作に対応してハイレベル信号（Ｈ
信号）、停止時はローレベル信号（Ｌ信号）を出
力するものとする。

８はインバータ起動停止回路７の出力信号をＡ
端子に受けて別途決定される周波数や導通比率に
従つてインバータ３のスイツチング素子３１ない
し３４をそれぞれ導通遮断制御するインバータ制
御回路である。このインバータ制御回路の出力信
号の周波数や導通比率は予め定められた基準値に
倣うものや溶接電圧、電流、速度のような溶接負
荷の状態からのフイードバツク信号により定まる
値などによつて決定される。

９はインバータ起動停止回路７のＨ信号の立下
り時、即ちインバータ停止に際してインバータ起
動信号が消滅した時から一定時間の間インバータ
制御回路８のＥ端子に起動禁止指令を供給する時
限回路で、例えば入力信号がＨ信号からＬ信号に
変化したときから一定時限の間Ｈ信号のパルスを
発生するモノマルチバイブレータが使用できる。

１０はインバータ起動停止回路７の出力信号を
反転するNOT回路、１１は時限回路９の出力と
NOT回路１０の出力とを入力とするOR回路、１
２はOR回路１１のＨ信号出力により動作するコ
ンデンサ３５に並列に接続された放電回路であ
り、放電電流制限用抵抗器ＲおよびOR回路１１
のＨ信号により閉じるスイツチ手段Ｓとからな
る。

同図の実施例において、溶接開始に際して押ボ
タンスイツチなどによりインバータ起動停止回路
７がＨ信号を発生するとインバータ制御回路８は
図示しない出力設定手段により定まる周波数と導
通時間比率のスイツチング指令信号をインバータ
回路３の各スイツチング素子３１ないし３４に供
給し、変圧器３６にはこのスイツチング素子の導
通順序にしたがつて交流電圧が発生する。この交
流電圧は整流回路４にて直流に変換され、直流リ
アクトル５を経て出力端子６から溶接負荷に供給
される。このとき時限回路９には入力信号がＨ信
号であるので時限を開始することはなくその出力
はＬ信号のままであり、インバータ制御回路８に
対して動作禁止指令を発することはない。またイ
ンバータ起動停止回路７の出力信号がＨ信号であ
るのでNOT回路１０の出力はＬ信号であり、こ
の結果OR回路１１の両入力信号はいずれもＬ信
号となつて放電回路１２のスイツチ手段Ｓは開い
たままである。このためコンデンサ３５はインバ
ータ回路３の出力回路に変圧器３６と直列に接続
されることになり、スイツチング素子３１ないし
３４の導通期間にアンバランスが生じても、その
アンバランス分による直流電圧はコンデンサ３５
によつて阻止されて変圧器には正負バランスした
交流電圧が印加されることになり、変圧器の鉄心
が飽和することがない。

このような動作中に溶接を終了するべくインバ
ータ起動停止回路７の出力がＨ信号からＬ信号に
変ると、インバータ制御回路８はＡ端子の入力信
号がＬ信号となるために直ちにその動作を中止
し、この結果インバータ回路３は停止しスイツチ
ング素子３１ないし３４はすべて遮断状態とな
る。

一方、NOT回路１０は入力信号がＬ信号とな
るためにその出力信号はＨ信号となり、OR回路
１１の出力もＬ信号からＨ信号に変化する。この
結果放電回路１２のスイツチ手段Ｓは閉じてコン
デンサ３５は抵抗器Ｒを通して放電を開始する。
またインバータ起動停止回路７の出力信号がＨ信
号からＬ信号に立下ると時限回路９が起動し、一
定時間Ｈ信号を出力する。このＨ信号出力はイン
バータ制御回路８のＥ端子に供給されてＡ端子入
力に優先してインバータ制御回路の再起動を禁止
するように作用するとともに、OR回路１１にも
供給されて放電回路１２のスイツチ手段の閉路状
態を保つ。

この結果、溶接起動スイツチを再度押すなどし
てインバータ起動停止回路７の出力信号を再度Ｈ
信号としても時限回路９によつて定められた一定
時間はインバータ制御回路８の再起動は行なわれ
ず、またコンデンサ３５の放電も中断されること
がない。したがつてこの時限回路９の設定時間を
コンデンサ３５の放電に要する時間よりも長く設
定しておけば、インバータ回路３が再起動可能と
なるときにはコンデンサ３５の端子電圧は十分に
低い値になつているので、再起動時にコンデンサ
３５の残留電圧によつて過渡的に変圧器の鉄心が
飽和することはなくなる。

なお、第１図においてNOT回路１０は、イン
バータ停止時には常時コンデンサ３５を放電状態
としておくために設けたものである。これは停電
事故のようなときには時限回路９が動作しないた
めにコンデンサ３５の放電が十分に行なわれな
い。このような状態で再度電源が投入された時点
においてインバータの最初の起動前の段階でコン
デンサを放電し得るようにしたものである。

なお、このスイツチ手段Ｓをリレーの常閉接点
のように電源遮断時に必然的に閉路となる性質の
ものを用いるときには、NOT回路およびOR回路
はともに不要であつて時限回路９のＨ出力信号に
よつてスイツチ手段Ｓを直接閉路するだけでよ
い。

第１図においては、インバータ停止指令により
一定時間禁止信号を出力する時限回路を用いたが
再起動を禁止する回路はこれに限るものではな
く、コンデンサの放電状態をチエツクし十分に放
電したことを検知した時点で禁止を解除するよう
にしてもよい。コンデンサの放電状態はその放電
電流あるいは端子電圧を調べることによつて簡単
に知ることができる。

第２図はコンデンサの端子電圧を検出する方式
の例の要部を示す接続図であり、再起動の禁止回
路に直接関係しない部分は第１図と同様であるの
で省略してある。

同図において、１３は放電回路の抵抗器Ｒの両
端に接続された電圧検出器であつてスイツチ手段
Ｓが閉じてコンデンサ３５が放電している間のみ
コンデンサ３５の端子電圧を検出する。１４は基
準電圧源でありその出力値e_rはインバータの再起
動に際して変圧器の鉄心が飽和しない程度の低い
電圧に設定される。１５は比較器であり基準電圧
源１４の出力e_rと電圧検出器１３の出力e_cとを比
較し、e_r＜e_cの間はＨ信号を、e_r＞e_cとなつたと
きにＬ信号を出力する。１６はNOT回路、１７
はAND回路である。

同図の例においてコンデンサ３５が放電した状
態でインバータ起動停止回路７が起動信号（Ｈ信
号）を出力すると、このとき比較器１５はe_r＞e_c
のためにＬ信号を出力しているからOR回路１１
の出力はＬ信号であり、スイツチ手段Ｓを閉じる
ことはない。またNOT回路１６の出力はＨ信号
となるからAND回路１７はＨ信号となりインバ
ータ制御回路８は起動しインバータ回路は高周波
交流を出力する。

溶接停止に際してインバータ起動停止回路７の
出力がＨ信号からＬ信号に変化するとAND回路
１７は直ちに閉じてインバータ制御回路８に対す
る起動信号を遮断する。

一方OR回路１１はNOT回路１０の出力がＨ信
号となるために出力信号はＨ信号となつてスイツ
チ手段Ｓを閉じコンデンサ３５の放電回路を完成
させる。コンデンサ３５の端子電圧e_cはその容量
と放電回路の抵抗値とによつて定まる時定数に従
つて低下する。電圧検出器１３によつて検出され
た端子電圧が基準電圧源１４の出力e_rよりも高い
間は比較器１５はＨ信号を出力するから、NOT
回路１６によつて変換されたＬ信号がAND回路
１７に入力される。

このためコンデンサの放電途中のe_c＞e_rの期間
内に再度インバータ起動停止回路７の出力がＨ信
号となつてもAND回路１７は閉じることはなく
インバータ制御回路８の再起動を禁止することに
なる。

またe_c＞e_rの間はOR回路１１にもＨ信号が比
較器１５から供給され続けるのでスイツチ手段Ｓ
はインバータ起動停止回路７の出力状態にかかわ
らず閉路状態をつづけることになる。

コンデンサ３５の放電が進行しその端子電圧e_c
が基準電圧源１４の出力e_rよりも低くなつたとき
に比較器１５の出力レベルはＨ信号からＬ信号に
反転する。この結果NOT回路１６の出力はＨ信
号となり、AND回路１７は一方の入力信号がＨ
信号となるのでインバータ起動停止回路７の出力
のみによつて開閉するようになつて、インバータ
起動禁止状態が解除される。このとき同時にOR
回路１１もインバータ起動停止回路７の出力に応
じてのみ開閉するようになり、インバータ起動時
にはスイツチ手段Ｓを開放してコンデンサ放電回
路を遮断するように動作する。なお第２図におい
て電圧検出回路１３を放電用抵抗器Ｒに流れる電
流を検出する電流検出回路に変えても同様の動作
が得られることはもちろんである。

ところでインバータを半導体スイツチング素子
で構成するときには、半導体スイツチング素子の
漏れ電流の差によつてもコンデンサに直流電圧が
印加されるようになる。即ち半導体スイツチング
素子はその性質上遮断時においてもその実効抵抗
は無限大にはなり得ず必らず漏れ電流が生ずる。
しかもこの漏れ電流は各素子毎に相当大きな差が
あり、また動作温度によつても大きく変化する。
そして、すべての半導体スイツチング素子が遮断
状態にあるときには、インバータ回路は遮断時に
おける半導体スイツチング素子の実効抵抗に相当
する値の抵抗器によつて構成されたブリツジ回路
を構成することになり、その出力部に相当するコ
ンデンサ３５と変圧器３６とには漏れ電流の差に
対応する直流電圧が印加されることになる。この
電圧はインバータが動作中にその導通時間幅の差
によつて生ずる直流電圧とは異なり、インバータ
の停止中にも発生する。このため第１図および第
２図に示した例のようにインバータ停止中にだけ
コンデンサを常時放電回路に接続しておくように
考慮しても、放電回路の抵抗器の両端即ちコンデ
ンサの端子電圧となつて発生し、放電回路によつ
ては解消することができない。

これを解消するためにはスイツチング素子のい
ずれか１つに並列に抵抗器を接続して漏れ電流の
差を補償するようにしてもよいが、遮断時におけ
る半導体スイツチング素子の実効抵抗は相当に高
く、これらの差を補償するために並列に接続すべ
き抵抗器の抵抗値は非常に大きな値のものが必要
となり、しかも動作温度によつて大きく変化する
漏れ電流に対応させるためにその大きな抵抗値を
可変にしておくことが必要となるので実用性には
乏しい。

そこで本発明においては、各半導体スイツチン
グ素子に並列に各半導体スイツチング素子の漏れ
電流よりも十分に大なる電流が流れる値の抵抗器
を接続することによつて、各半導体スイツチング
素子の漏れ電流の影響をほとんど無視し得る程度
に抑制する手段を設けることによつて解決した。

第３図はその実施例を示すものであり、インバ
ータ回路３のみを示し他は省略してある。同図に
おいてＲ３１ないしＲ３４はスイツチング素子３
１ないし３４に並列に接続された抵抗器であり、
その値はスイツチング素子３１ないし３４の遮断
時における実効抵抗値の最低値より十分に低い
値、例えば1/10ないし1/100程度の値に選定して
おく。このようにすることにより、漏れ電流の差
の影響は極端に減殺されてほとんど影響すること
がなくなる程度となる。

なお上記各実施例において、コンデンサの放電
回路に設けるスイツチング手段Ｓは、機械的スイ
ツチのように図示したが、このスイツチ手段Ｓと
しては両方向スイツチング機能を有するものであ
ればよく、リレー接点、両方向サイリスタ、逆並
列接続された単方向サイリスタやトランジスタの
ような単方向半導体スイツチング素子あるいはコ
ンデンサの端子電圧を両波整流する整流器とその
直流出力を抵抗器を経て短絡するように接続され
た１つの単方向半導体スイツチング素子との組合
せなどいずれの方法でもよい。

また各回路の出力レベルの状態が上記実施例と
異なる方式のものでも若干の変更により各実施例
と同等の機能を得るものが容易に得られることは
明らかであるので詳細な例示は省略する。

＜発明の効果＞ 上記のように本発明においては、インバータの
アンバランス動作を直列コンデンサによつて阻止
するとともに、インバータ停止時に残留するコン
デンサの充電電荷を強制的に放電させるようにし
たので定常出力時はもちろん起動直後における過
渡時においても出力変圧器の鉄心が飽和すること
がなく、インバータに使用する半導体スイツチの
定格容量を有効に使用することができ、また変圧
器鉄心の断面積もほとんど余裕を取る必要がなく
なるので、インバータ方式による小形軽量化の特
長が十分に発揮できるようになるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の実施例を示す接続図、第２
図は本発明の別の実施例における再起動禁止回路
に関する要部のみを示した接続図、第３図は本発
明の実施例の別の例のインバータ回路のみを示し
た接続図である。 １……交流電源、２，４……整流回路、３……
インバータ回路、７……インバータ起動停止回
路、８……インバータ制御回路、９……時限回
路、１２……放電回路、１３……電圧検出回路、
３１〜３４……スイツチング素子、３５……コン
デンサ、３６……変圧器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 商用交流電源を整流して直流を得る整流回路
   と、前記整流回路の出力を高周波交流に変換する
   半導体スイツチング素子を用いたインバータ回路
   と、前記インバータ回路の出力部に設けられたコ
   ンデンサと出力変圧器の一次巻線とからなる直列
   回路と、前記出力変圧器の二次巻線に接続された
   整流回路と、前記コンデンサに並列に接続されて
   インバータ停止時に前記コンデンサの残留電荷を
   放電させるための放電回路とを設けた溶接用電源
   装置。 ２ 商用交流電源を整流して直流を得る整流回路
   と、前記整流回路の出力を高周波交流に変換する
   半導体スイツチング素子を用いたインバータ回路
   と、前記インバータ回路の出力部に設けられたコ
   ンデンサと出力変圧器の一次巻線とからなる直列
   回路と、前記出力変圧器の二次巻線に接続された
   整流回路と、前記コンデンサに並列に接続されて
   インバータ停止時に前記コンデンサの残留電荷を
   放電させるための放電回路と、前記コンデンサの
   放電中は前記インバータ回路の再起動を禁止する
   禁止回路とを設けた溶接用電源装置。 ３ 前記禁止回路はインバータ停止信号によつて
   起動し、一定時間前記インバータ回路の再起動を
   禁止する時限回路からなる特許請求の範囲第２項
   に記載の溶接用電源装置。 ４ 前記禁止回路は、前記コンデンサの端子電圧
   または放電電流を検出する検出回路を含み、前記
   インバータの停止後に前記検出回路の出力が一定
   値以下に低下するまでの間前記インバータ回路の
   再起動を禁止する回路である特許請求の範囲第２
   項に記載の溶接用電源装置。 ５ 前記放電回路は前記インバータ停止信号およ
   び前記禁止回路の再起動禁止信号のいずれかが出
   力されている間は継続して前記コンデンサを放電
   状態に保つ回路である特許請求の範囲第２項ない
   し第４項のいずれかに記載の溶接用電源装置。 ６ 前記スイツチング素子にはそれぞれ各スイツ
   チング素子の遮断時の抵抗値よりも小さな抵抗器
   を並列に接続した特許請求の範囲第２項ないし第
   ５項のいずれかに記載の溶接用電源装置。