JPS6070973A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS6070973A JPS6070973A JP58176322A JP17632283A JPS6070973A JP S6070973 A JPS6070973 A JP S6070973A JP 58176322 A JP58176322 A JP 58176322A JP 17632283 A JP17632283 A JP 17632283A JP S6070973 A JPS6070973 A JP S6070973A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- fet
- effect transistor
- field effect
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はスイッチング・レギーレータ等に使用する自励
式インバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに係り、特
にスイッチング素子としての電界効果トランジスタ個有
の浮遊容量とトランスのインダクタンスによる共振条件
で自励発振をする自励式インバータ回路を用いたＤＣ−
ＤＣコンバータに関するものである。
式インバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに係り、特
にスイッチング素子としての電界効果トランジスタ個有
の浮遊容量とトランスのインダクタンスによる共振条件
で自励発振をする自励式インバータ回路を用いたＤＣ−
ＤＣコンバータに関するものである。
（従来技術）
従来、自励式インバータはトランスの飽和特性を利用し
た自励発振回路であシ、その代表的なものとして第１図
に示すロイヤー回路がある。同図から分るように、ロイ
ヤー回路はマルチパイプレ−タ回路のＣＲ結合をＭ結合
にしたのと同じで、同一特性の２個のトランジスタＱｌ
、Ｑ２で交互にスイッチング動作を行ない、トランスを
通じて２次側に電力を発生させている自励発振回路であ
る。
た自励発振回路であシ、その代表的なものとして第１図
に示すロイヤー回路がある。同図から分るように、ロイ
ヤー回路はマルチパイプレ−タ回路のＣＲ結合をＭ結合
にしたのと同じで、同一特性の２個のトランジスタＱｌ
、Ｑ２で交互にスイッチング動作を行ない、トランスを
通じて２次側に電力を発生させている自励発振回路であ
る。
いま、直流電圧ｖｃｏがトランジスタＱｌ、Ｑ２のコレ
クタ・エミッタ間に急激に加わると、同時に起動抵抗Ｒ
８にてトランジスタＱｌ、Ｑ２に順方向のバイアスが与
えられ、コレクタ・エミッタ間に電流が流れるのである
が、同一特性のトランジスタであっても内部浮遊容量な
どの違いによって電流は両者とも全く等しいということ
ではなくどちらかの電流がよシ多く、バランスがくずれ
ているのが普通である。
クタ・エミッタ間に急激に加わると、同時に起動抵抗Ｒ
８にてトランジスタＱｌ、Ｑ２に順方向のバイアスが与
えられ、コレクタ・エミッタ間に電流が流れるのである
が、同一特性のトランジスタであっても内部浮遊容量な
どの違いによって電流は両者とも全く等しいということ
ではなくどちらかの電流がよシ多く、バランスがくずれ
ているのが普通である。
かりに、Ｑｌを通して電流が多かった場合、コアは励磁
されＮＢ、巻線に誘発された電圧はＱｌのべ−を スに加わり（ｈのコレクタ電流により増加させる方向に
、他方ＮＢ２巻線に誘起された電圧はＱ２をＯＦＦのま
ま保持する方向に働く。
されＮＢ、巻線に誘発された電圧はＱｌのべ−を スに加わり（ｈのコレクタ電流により増加させる方向に
、他方ＮＢ２巻線に誘起された電圧はＱ２をＯＦＦのま
ま保持する方向に働く。
この正帰還作用はＱｌを急速にＯＮＩ Ｑ２をＯＦＦに
する。この時、コアは直線的変化で磁化され、Ｑｌが不
飽和にならない限りコアのインダクタンスとコレクタ電
流の時間変化分は一定のままである。
する。この時、コアは直線的変化で磁化され、Ｑｌが不
飽和にならない限りコアのインダクタンスとコレクタ電
流の時間変化分は一定のままである。
・やがてコアがその飽和磁束に達するとインダクタンス
は急激に減少し、その結果、第２図（Ｂ）波形のように
コレクタ電流の時間的変化分は無限大となる。
は急激に減少し、その結果、第２図（Ｂ）波形のように
コレクタ電流の時間的変化分は無限大となる。
即ちコレクタ電流がベース電流のｈ□倍に達するとＱｌ
は不飽和となシ、トランスの各巻線の誘起電圧は減少す
るから、供給しているベース電流も減少し、それにつれ
てコレクタ電流も減少を開始するのである。
は不飽和となシ、トランスの各巻線の誘起電圧は減少す
るから、供給しているベース電流も減少し、それにつれ
てコレクタ電流も減少を開始するのである。
コアは飽和してもなおいくらかの残留インダクタンスを
有しておシ、この残留インダクタンスはコレクタ電流が
減少すると、いままでとは逆の誘起電圧を発生させ転流
してＱｌを急速にＯＦＦ、Ｑ２をＯＮに反転させて発振
は開始されるのである。
有しておシ、この残留インダクタンスはコレクタ電流が
減少すると、いままでとは逆の誘起電圧を発生させ転流
してＱｌを急速にＯＦＦ、Ｑ２をＯＮに反転させて発振
は開始されるのである。
このようにして、ロイヤー回路では２個のトランジスタ
のコレクタ電流により、コアの磁束レベルを飽和磁束＋
Φ□から一Φ□の間を往復させることにより発振を持続
させているのである。
のコレクタ電流により、コアの磁束レベルを飽和磁束＋
Φ□から一Φ□の間を往復させることにより発振を持続
させているのである。
しかしながら、このロイヤー回路では、コアの飽和磁束
密度まで磁化させるために、コアの励磁電力が大きい他
、コレクタ電流の最大値でトランジスタが不飽和と々る
ため、コレクタ消費電力が大きい。即ち、転流時のコア
損失及びコレクタ損失が大きい欠点がある。この損失が
出力容量に比べ非常に小さいもので負荷時の変換効率に
さほど影響がなければ良いが、小さな出力容量例えばＩ
Ｗ以下のインバータ回路では変換効率が悪化し無視でき
ない損失となる。
密度まで磁化させるために、コアの励磁電力が大きい他
、コレクタ電流の最大値でトランジスタが不飽和と々る
ため、コレクタ消費電力が大きい。即ち、転流時のコア
損失及びコレクタ損失が大きい欠点がある。この損失が
出力容量に比べ非常に小さいもので負荷時の変換効率に
さほど影響がなければ良いが、小さな出力容量例えばＩ
Ｗ以下のインバータ回路では変換効率が悪化し無視でき
ない損失となる。
例えば、入力電力が２００ｍＷ以下に制限された出力電
力１５０ ｍＷのＤＣ−ＤＣコンバータを従来のインバ
ータ回路で実施する゛ことは困難であった。
力１５０ ｍＷのＤＣ−ＤＣコンバータを従来のインバ
ータ回路で実施する゛ことは困難であった。
（発明の目的）
本発明はロイヤー回路の欠点である転流時の損失を除去
するため、スイッチング素子として電界効果トランジス
タ（以下Ｆ’ＥＴという。）を採用したほか、ＦＥＴ毎
に専用のトランス用巻線を設け、ＦＥＴ個有の浮遊容量
とトランスのインダクタンスによる共振条件で自励発振
する変換効率の良好な（５） インバータ回路によるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ものである。
するため、スイッチング素子として電界効果トランジス
タ（以下Ｆ’ＥＴという。）を採用したほか、ＦＥＴ毎
に専用のトランス用巻線を設け、ＦＥＴ個有の浮遊容量
とトランスのインダクタンスによる共振条件で自励発振
する変換効率の良好な（５） インバータ回路によるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ものである。
（発明の構成）
本発明は上記目的を達成するため、一方のスイッチング
素子である第１のＦＥＴのドレインは第１のトランスの
１次巻線の一端に接続され、他方のスイッチング素子で
ある第２のＦＥＴのドレインは第２のトランスの１次巻
線の一端に接続され、前記第１．第２のＦＥＴのソース
はたがいに接続されるとともに、前記第１．第２のトラ
ンスの１次巻線の他端はたがいに接続され、前記第１．
第２のＦＥＴの各ドレインは抵抗とこれに並設されたコ
ンデンサを介して第２．第１のＦＥＴのダートに接続さ
れておシ、前記第１．第２のトランスの１次巻線の接続
点と前記第１．第２０ＦＥＴのソース間に直流電圧を印
加せしめることによって、第１．第２のＦＥＴが交互に
スイッチング動作を行い、ＦＥＴ個有の浮遊容量とトラ
ンスのインダクタンスとによる共振条件によシ自励発振
し、トランスを介して２次側へ交流電力を発生させる自
励式インバー（６） 夕回路を有し、この出力を平滑回路を通して直流電力に
変換させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコン・ぐ−タで
ある。
素子である第１のＦＥＴのドレインは第１のトランスの
１次巻線の一端に接続され、他方のスイッチング素子で
ある第２のＦＥＴのドレインは第２のトランスの１次巻
線の一端に接続され、前記第１．第２のＦＥＴのソース
はたがいに接続されるとともに、前記第１．第２のトラ
ンスの１次巻線の他端はたがいに接続され、前記第１．
第２のＦＥＴの各ドレインは抵抗とこれに並設されたコ
ンデンサを介して第２．第１のＦＥＴのダートに接続さ
れておシ、前記第１．第２のトランスの１次巻線の接続
点と前記第１．第２０ＦＥＴのソース間に直流電圧を印
加せしめることによって、第１．第２のＦＥＴが交互に
スイッチング動作を行い、ＦＥＴ個有の浮遊容量とトラ
ンスのインダクタンスとによる共振条件によシ自励発振
し、トランスを介して２次側へ交流電力を発生させる自
励式インバー（６） 夕回路を有し、この出力を平滑回路を通して直流電力に
変換させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコン・ぐ−タで
ある。
（実施例）
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。
いま、直流電圧ｖｃｃがＦＥＴＩ、ＦＥＴ２のドレイン
・ソース間に印加されると、抵抗Ｒ１＊ Ｒ２及びコン
デンサＣ１１ｃ２を通して各々のダートにも印加され、
使用しているＦＥＴはＭＯ８型エンノ１ンスメント型で
あるため、ダート・ソース間電圧がＯｖのときは、ドレ
イン電流は流れないが、どちらかのＦＥＴのゲート・ソ
ース間電圧がそのＦＥＴのスレッショルド（閾値）を越
えるとＯＮとなり、この起動によシ本回路はＦＥＴ個有
の浮遊容量（第４図参照）とトランスのインダクタンス
による共振条件により発振を持続するものである。
・ソース間に印加されると、抵抗Ｒ１＊ Ｒ２及びコン
デンサＣ１１ｃ２を通して各々のダートにも印加され、
使用しているＦＥＴはＭＯ８型エンノ１ンスメント型で
あるため、ダート・ソース間電圧がＯｖのときは、ドレ
イン電流は流れないが、どちらかのＦＥＴのゲート・ソ
ース間電圧がそのＦＥＴのスレッショルド（閾値）を越
えるとＯＮとなり、この起動によシ本回路はＦＥＴ個有
の浮遊容量（第４図参照）とトランスのインダクタンス
による共振条件により発振を持続するものである。
いま、かシに、ＦＥＴ １がＯＮ したとすると、ＦＥ
Ｔ。
Ｔ。
のドレイン電圧が０■レベルになるので、Ｒ２Ｃ２を通
してＦＥＴ２のダート電圧もＯＶレベルになシＦＥＴ２
はＯＦＦの方向になる。ＦＥＴｚのドレイン−ソース間
電圧波形は第５図（Ｂ）のように共振波形となり、その
電位の変化はＲＩＣ，を通してＦＥＴ ｌのダート電圧
となって、第５図（Ｃ）のように現われる。
してＦＥＴ２のダート電圧もＯＶレベルになシＦＥＴ２
はＯＦＦの方向になる。ＦＥＴｚのドレイン−ソース間
電圧波形は第５図（Ｂ）のように共振波形となり、その
電位の変化はＲＩＣ，を通してＦＥＴ ｌのダート電圧
となって、第５図（Ｃ）のように現われる。
ＦＥＴ 、のドレイン電流はトランスＴＩの巻線Ｎｉｌ
を励磁し、２次巻線Ｎ１２に誘起電圧を発生させ出力す
る。このときのドレイン電流は第５図の）のように巻線
Ｎ１１のインダクタンスによる直線的な上昇であり、ト
ランスＴｌのコアは飽和に至らない。
を励磁し、２次巻線Ｎ１２に誘起電圧を発生させ出力す
る。このときのドレイン電流は第５図の）のように巻線
Ｎ１１のインダクタンスによる直線的な上昇であり、ト
ランスＴｌのコアは飽和に至らない。
やがて、ＦＥＴ、のゲート電圧が低下し、カットオフ電
圧に達すると、ＦＥＴ、はＯＦＦシ、ドレイン電流を流
さなくなる。同時にＦＥＴ １のドレイン電位は共振条
件にて上昇し始める。それに従って、Ｒ２Ｃ２を通して
ＦＥＴ２のダート電圧も徐々に上昇し、スレッショルド
（閾値）を越えるとＦＥＴ２はＯＮとなる。
圧に達すると、ＦＥＴ、はＯＦＦシ、ドレイン電流を流
さなくなる。同時にＦＥＴ １のドレイン電位は共振条
件にて上昇し始める。それに従って、Ｒ２Ｃ２を通して
ＦＥＴ２のダート電圧も徐々に上昇し、スレッショルド
（閾値）を越えるとＦＥＴ２はＯＮとなる。
ＦＥＴ２のドレイン電流はトランスＴ２のＮ２１巻線を
励磁し、巻線Ｎ２２に電圧を誘起することにょ多出力す
る。
励磁し、巻線Ｎ２２に電圧を誘起することにょ多出力す
る。
又、ＦＥＴ２のドレイン電圧がｏｖｔｚ−＝ルになシ、
ＲＩＣｌ を通してＦＥＴ ｌのダート電圧もｏｖレベ
ルになるためＦＥＴ ｌはＯＦＦを保持する。
ＲＩＣｌ を通してＦＥＴ ｌのダート電圧もｏｖレベ
ルになるためＦＥＴ ｌはＯＦＦを保持する。
このように、ＦＥＴ １はＯＦＦ、 ＦＥＴ、はＯＮに
反転させ、これを繰返すことにより発振を継続するもの
である。
反転させ、これを繰返すことにより発振を継続するもの
である。
なお、本実施例ではＦＥＴ１． ＦＥＴ２にそれぞれト
ランス’ｒ、、トランスＴ２を設けたが、１個のＥ＋型
ココア中央脚を除く２脚にそれぞれ１次、２次巻線を内
鉄型に巻回しても、あるいは、ＥＥ型ココア中央脚に２
組の１次、２次巻線を共に巻回してもよいことはいうま
でもない。
ランス’ｒ、、トランスＴ２を設けたが、１個のＥ＋型
ココア中央脚を除く２脚にそれぞれ１次、２次巻線を内
鉄型に巻回しても、あるいは、ＥＥ型ココア中央脚に２
組の１次、２次巻線を共に巻回してもよいことはいうま
でもない。
さらに、発振条件はＦＥＴ個有の浮遊容量とトランスの
インダクタンスで決定されるものであるが、発振周波数
を変えたい場合は、トランスのインダクタンスを変える
ことのほかに、例えば第３図の点線で示すようにＦＥＴ
のダート・ソース間にＣ３゜Ｃ４のコンデンサを付加す
ることにより容易に行なうことかできる。
インダクタンスで決定されるものであるが、発振周波数
を変えたい場合は、トランスのインダクタンスを変える
ことのほかに、例えば第３図の点線で示すようにＦＥＴ
のダート・ソース間にＣ３゜Ｃ４のコンデンサを付加す
ることにより容易に行なうことかできる。
１例として本回路を出力容量１５０ｍＷの電源回路に実
施した結果、インバータ回路の変換効率は９４％であっ
た。ちなみに、従来回路を本回路と同じように出力容量
１５０ｍＷの電源回路に実施した場合、その変換効率は
５０％近傍であった。これを以ってしても、本発明回路
は如何に変換効率を向上させ得たか明らかである。
施した結果、インバータ回路の変換効率は９４％であっ
た。ちなみに、従来回路を本回路と同じように出力容量
１５０ｍＷの電源回路に実施した場合、その変換効率は
５０％近傍であった。これを以ってしても、本発明回路
は如何に変換効率を向上させ得たか明らかである。
上述した本発明の自励式インバータ回路によって得られ
た交流電力は、ダイオードＤ１１Ｄ２及びコンデンサＣ
７５：ら成る整流平滑回路によシ直流電力に変換される
。
た交流電力は、ダイオードＤ１１Ｄ２及びコンデンサＣ
７５：ら成る整流平滑回路によシ直流電力に変換される
。
なお、この整流平滑回路は他の公知の回路を用いてもよ
いことはいうまでもない。
いことはいうまでもない。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、ＦＥＴ個有の浮
遊容量とトランスのインダクタンスで決定されかつこれ
らを調整することによって得られる所望の発振周波数で
自゛励発振するインバータ回路が得られ、従来の自励式
インバータ回路に比べ、転流時の損失を著しく減少させ
た結果、高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータが得られ、
さらに大きな容量の回路に応用すれば低損失、高効率変
換が期待できるなど多大の効果をもたらすものである。
遊容量とトランスのインダクタンスで決定されかつこれ
らを調整することによって得られる所望の発振周波数で
自゛励発振するインバータ回路が得られ、従来の自励式
インバータ回路に比べ、転流時の損失を著しく減少させ
た結果、高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータが得られ、
さらに大きな容量の回路に応用すれば低損失、高効率変
換が期待できるなど多大の効果をもたらすものである。
第１図は従来のロイヤー回路図、第２図はその各部波形
図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は
ＦＥＴ個有の浮遊容量を示す等節回、第５図は本発明の
一実施例の各部波形図である。 ＦＥＴ、 、 ＦＥＴ２・・・電界効果トランジスタ、
Ｃｔｓ８・ｔＣｏｓｓ ｒ Ｃｒａｓ −−−ＦＥＴの
浮遊容量、Ｔ０ｎ Ｔ２− ）ランス、Ｎｌｔ ＋ＮＨ
・・・１次巻線、Ｎ１２１ Ｎ２２・・・２次巻線、Ｄ
Ｉ、Ｄ２・・・ダイオード、ＣＩ ＋ Ｃ２＋ Ｃｓ
ｒ Ｃ４＋ Ｃ・・・コンデンサ、Ｒｔ Ｊ Ｒ２＊
Ｒ３＋ Ｒ４”’抵抗、ｖｃｃ ・・’直流電源。 特許出願人 沖電気工業株式会社 日本電信電話公社 東北沖電気株式会社 （１１）
図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は
ＦＥＴ個有の浮遊容量を示す等節回、第５図は本発明の
一実施例の各部波形図である。 ＦＥＴ、 、 ＦＥＴ２・・・電界効果トランジスタ、
Ｃｔｓ８・ｔＣｏｓｓ ｒ Ｃｒａｓ −−−ＦＥＴの
浮遊容量、Ｔ０ｎ Ｔ２− ）ランス、Ｎｌｔ ＋ＮＨ
・・・１次巻線、Ｎ１２１ Ｎ２２・・・２次巻線、Ｄ
Ｉ、Ｄ２・・・ダイオード、ＣＩ ＋ Ｃ２＋ Ｃｓ
ｒ Ｃ４＋ Ｃ・・・コンデンサ、Ｒｔ Ｊ Ｒ２＊
Ｒ３＋ Ｒ４”’抵抗、ｖｃｃ ・・’直流電源。 特許出願人 沖電気工業株式会社 日本電信電話公社 東北沖電気株式会社 （１１）
Claims (1)
- 一方のスイッチング素子である第１の電界効果トランジ
スタのドレインは第１のトランスの１次巻線の一端に接
続され、他方のスイッチング素子である第２の電界効果
トランジスタのドレインは第２のトランスの１次巻線の
一端に接続され、前記第１．第２の電界効果トランジス
タのソースはたがいに接続されるとともに、前記第１．
第２のトランスの１次巻線の他端はたがいに接続され、
前記第１．第２の電界効果トランジスタの各ドレインは
抵抗とこれに並設されたコンデンサを介して第２．第１
の電界効果トランジスタのゲートに接続されており、前
記第１．第２のトランスの１次巻線の接続点と前記第１
．第２の電界効果トランジスタのソース間に直流電圧を
印加せしめることによって、第１．第２の電界効果トラ
ンジスタが交互にスイッチング動作を行ない、電界効果
トランジスタ個有の浮遊容量とトランスのインダクタン
スとによる共振条件により自励発振し、トランスを介し
て２次側へ交流電力を発生させる自励式インバータ回路
を有し、この出力電力を平滑回路を通して直流電力に変
換させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58176322A JPS6070973A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58176322A JPS6070973A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6070973A true JPS6070973A (ja) | 1985-04-22 |
| JPS64918B2 JPS64918B2 (ja) | 1989-01-09 |
Family
ID=16011552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58176322A Granted JPS6070973A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6070973A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009001A (en) * | 1998-03-27 | 1999-12-28 | Toko, Inc. | Self-oscillation-resonance type power supply circuit |
| JP2008061369A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-03-13 | Toko Inc | 共振型スイッチング電源 |
-
1983
- 1983-09-26 JP JP58176322A patent/JPS6070973A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009001A (en) * | 1998-03-27 | 1999-12-28 | Toko, Inc. | Self-oscillation-resonance type power supply circuit |
| JP2008061369A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-03-13 | Toko Inc | 共振型スイッチング電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS64918B2 (ja) | 1989-01-09 |
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