JPS607208A - 移相相乗形ｆｍ復調回路 - Google Patents
移相相乗形ｆｍ復調回路Info
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- JPS607208A JPS607208A JP11409083A JP11409083A JPS607208A JP S607208 A JPS607208 A JP S607208A JP 11409083 A JP11409083 A JP 11409083A JP 11409083 A JP11409083 A JP 11409083A JP S607208 A JPS607208 A JP S607208A
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- phase
- signal
- multiplier
- input
- phase shifter
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、矩形波信号が入力された場合でも乗η−器が
正確な動作点で動作するようになされた移相相乗形ＦＭ
復調回路に関するものである。
正確な動作点で動作するようになされた移相相乗形ＦＭ
復調回路に関するものである。
Ｆ Ｍ受信機における一復調回路として移相相乗形ＦＭ
復調回路が知られている。第１図は従来の移相相乗形Ｆ
Ｍ復調回路の構成を彷丁ブロック図で、ＩＮは入力端子
、Ｕ （Ｊ Ｔは出力端子、■はりビックアンプ、２は
移相器％３は乗算器、４はローパスフィルタ、Ｐ１ｖＰ
２は信号通路、Ｓ］ｌＳ２およびＳｏは乗算器に対する
入力信号および出力信号である。
復調回路が知られている。第１図は従来の移相相乗形Ｆ
Ｍ復調回路の構成を彷丁ブロック図で、ＩＮは入力端子
、Ｕ （Ｊ Ｔは出力端子、■はりビックアンプ、２は
移相器％３は乗算器、４はローパスフィルタ、Ｐ１ｖＰ
２は信号通路、Ｓ］ｌＳ２およびＳｏは乗算器に対する
入力信号および出力信号である。
以上の構成において、受（ｉｇ機のミキサーにて周波数
変換されたＦＭ中間周波信号は上記入力端子ＩＮに加え
られ、リミッタアンプｌによって増幅、リミッタされた
後二つの通路ＰＪｅＰ２に分岐され、通路ｅ１を経た信
号成分Ｓ１は直接乗算器３に入力されると共に通路ｅ２
を経た信号成分は移４１４器２によってダだげ位相偏移
された４Ｈ号成分Ｓ２となされた後乗算器３に入力され
る。
変換されたＦＭ中間周波信号は上記入力端子ＩＮに加え
られ、リミッタアンプｌによって増幅、リミッタされた
後二つの通路ＰＪｅＰ２に分岐され、通路ｅ１を経た信
号成分Ｓ１は直接乗算器３に入力されると共に通路ｅ２
を経た信号成分は移４１４器２によってダだげ位相偏移
された４Ｈ号成分Ｓ２となされた後乗算器３に入力され
る。
続いて乗算器３では上記信号成分Ｓ］をこれに対して〆
移相された信号成分Ｓ２でもってスイッチングさせて両
信号成分の積をとることによってＦＭ信号波を復調させ
、ローパスフィルタ４により低周波イム号成分のみを通
過させて出刃端子０［ＪＴからＦＭ復調信号を得るよう
にしている。
移相された信号成分Ｓ２でもってスイッチングさせて両
信号成分の積をとることによってＦＭ信号波を復調させ
、ローパスフィルタ４により低周波イム号成分のみを通
過させて出刃端子０［ＪＴからＦＭ復調信号を得るよう
にしている。
ここでＦＭ受信機においては上記移相器２はＦＭ中間周
波信号の中心周波数ｆ、に同調されかつ上記信号成分Ｓ
２を信号成分Ｓ１に対して９０”位相を遅らせるように
構成され、この時スイッチングによる乗算器の出刃の平
均値は０になるように構成されている。第２（２）はこ
のような動作における信号波形を示すもので、（ａＪの
信号成分ｓ１に対し Ｃｂ） （’）信号成分Ｓ２がＪ
’（ｔ１〜ｔｚ ） ＝ ９０”の移相関係を保ってい
れば、スイッチング信号８２ （７） 正方向における
Ｆ Ｍ人力信号Ｓ１の出力は（ＣＪのようにプラス成分
へ１（ｔ２〜ｔａ ）とマイナス成分Ａ２（ｔ３〜ｔ４
）との大きさく而＃ｔ）は等しくなるので平均値は０と
なる。したがって上記Ｓ、 Ｋ対しＳ２をグー９９’移
相させた関係を基準にとり、この点を動作点として乗算
器３を動作させることにより、ｆ” Ｍ人カ信号Ｓ１の
周波数が前記中心局ＩＳ：数ｆＱＫ対し高いか低いかに
応じて第３図（八）、郵）のようにＳｌと８２の関係は
各々メ〉９ｏ０、戸（９０’となるので、（ＣＪの出力
信号Ｓｏの平均値は各々マイナス、プラスとなるのでＦ
Ｍ個号を復調さセることができるのである。
波信号の中心周波数ｆ、に同調されかつ上記信号成分Ｓ
２を信号成分Ｓ１に対して９０”位相を遅らせるように
構成され、この時スイッチングによる乗算器の出刃の平
均値は０になるように構成されている。第２（２）はこ
のような動作における信号波形を示すもので、（ａＪの
信号成分ｓ１に対し Ｃｂ） （’）信号成分Ｓ２がＪ
’（ｔ１〜ｔｚ ） ＝ ９０”の移相関係を保ってい
れば、スイッチング信号８２ （７） 正方向における
Ｆ Ｍ人力信号Ｓ１の出力は（ＣＪのようにプラス成分
へ１（ｔ２〜ｔａ ）とマイナス成分Ａ２（ｔ３〜ｔ４
）との大きさく而＃ｔ）は等しくなるので平均値は０と
なる。したがって上記Ｓ、 Ｋ対しＳ２をグー９９’移
相させた関係を基準にとり、この点を動作点として乗算
器３を動作させることにより、ｆ” Ｍ人カ信号Ｓ１の
周波数が前記中心局ＩＳ：数ｆＱＫ対し高いか低いかに
応じて第３図（八）、郵）のようにＳｌと８２の関係は
各々メ〉９ｏ０、戸（９０’となるので、（ＣＪの出力
信号Ｓｏの平均値は各々マイナス、プラスとなるのでＦ
Ｍ個号を復調さセることができるのである。
ここで第１図における移相器２の具体的回路構成は第４
図のようになっており、ｌｎは入力端子、ｏｕｔは出力
端子、Ｒは抵抗、Ｃはキャパシタ、八はアンプである。
図のようになっており、ｌｎは入力端子、ｏｕｔは出力
端子、Ｒは抵抗、Ｃはキャパシタ、八はアンプである。
この移相器２はオールパスフィルタとじて働き入出力４
Ｂ号に対する賑幅比はｌで位相のみを変化させるように
動作する。
Ｂ号に対する賑幅比はｌで位相のみを変化させるように
動作する。
寸たこの移相器２は通路Ｐ２を経て入力端子ｉｎに加え
られた信号成分に対して、〆＝２ｔａｎ ωＲＣだけ移
相さセるように働き、ω＝ｌ／ＲＣに設定することによ
り＄＝９０’（π／２）ＶＣＪぷことができ第５図のよ
うな周波数ｆ−位相０９性が得られる。同時に乗算器３
０周波数ｆ−ｉ幅■（出力電圧）％性も得られ、前述の
よう［Ｆ Ｍ入力信号局ｅ数が中心周波数ｆｏＫ等しし
・か、高（・かあるし・は低いかに応じて乗算器３の出
力電圧を変化させろことができる。
られた信号成分に対して、〆＝２ｔａｎ ωＲＣだけ移
相さセるように働き、ω＝ｌ／ＲＣに設定することによ
り＄＝９０’（π／２）ＶＣＪぷことができ第５図のよ
うな周波数ｆ−位相０９性が得られる。同時に乗算器３
０周波数ｆ−ｉ幅■（出力電圧）％性も得られ、前述の
よう［Ｆ Ｍ入力信号局ｅ数が中心周波数ｆｏＫ等しし
・か、高（・かあるし・は低いかに応じて乗算器３の出
力電圧を変化させろことができる。
ところでこのような移相器２に対してリミッタアンプｌ
を通過してきた矩形波（Ｍ号を加えた時、この矩形波は
フーリエ級峨に展開されるように基本波とその茜調波成
分との合成により成り立って（・るので、０＝９♂に設
定しようとしてもこの関係は基本波に対してのみ可能で
、高調波成分に対しては（９０士ΔＳ）の関係を与えて
しまうようになる。したがって矩形ｅ、倍信号対しては
実質的に＄＝２ｔａｎ ωＩＩＣの関係は成り立だな℃
・。
を通過してきた矩形波（Ｍ号を加えた時、この矩形波は
フーリエ級峨に展開されるように基本波とその茜調波成
分との合成により成り立って（・るので、０＝９♂に設
定しようとしてもこの関係は基本波に対してのみ可能で
、高調波成分に対しては（９０士ΔＳ）の関係を与えて
しまうようになる。したがって矩形ｅ、倍信号対しては
実質的に＄＝２ｔａｎ ωＩＩＣの関係は成り立だな℃
・。
第６図はこのような動作における信号波形を示Ｔもので
、（ａ）の信号成分ＳＪ（リミッタアンプｌの田刀（ｇ
号）に対しくｂｌの移相器２出力である信号成分８２′
はＳｌが積分された波形となり、その立上り時間は抵抗
Ｒ、キャパシタＣの時定数によって決定されろ。またこ
の時スイッチング信号として働（ためには乗算器３に対
するスレッショールド電圧Ｖｔ以上の飴を保持している
ことが必要であり、θ遅れてこの条件を満たしている１
６〜１７間の信号Ｓ２が（ＣＪのように乗ｐ、器３０入
力として加えられる。したがって乗算器３ではｔａ）の
信号Ｓｌを（Ｃ）の信号Ｓ２でスイッチングしたｌｄ）
のような信号Ｓｏを出力する。ここで信号Ｓｏの平均値
はＯとはならずプラスどなるので、アンバランスなｆｆ
ｌ刀電圧電圧る。
、（ａ）の信号成分ＳＪ（リミッタアンプｌの田刀（ｇ
号）に対しくｂｌの移相器２出力である信号成分８２′
はＳｌが積分された波形となり、その立上り時間は抵抗
Ｒ、キャパシタＣの時定数によって決定されろ。またこ
の時スイッチング信号として働（ためには乗算器３に対
するスレッショールド電圧Ｖｔ以上の飴を保持している
ことが必要であり、θ遅れてこの条件を満たしている１
６〜１７間の信号Ｓ２が（ＣＪのように乗ｐ、器３０入
力として加えられる。したがって乗算器３ではｔａ）の
信号Ｓｌを（Ｃ）の信号Ｓ２でスイッチングしたｌｄ）
のような信号Ｓｏを出力する。ここで信号Ｓｏの平均値
はＯとはならずプラスどなるので、アンバランスなｆｆ
ｌ刀電圧電圧る。
このようにω−１／ＲＣＫ設定しでもｐ＝９ｏ’の関係
が保たれないことは、第７図のよりなｆ−Ｖ特性におい
て出刃が０となる中心局波数ｆｏがｆ】にずれてしまう
ことを慧昧しており、本来の望ましい特性（八ｊが望ま
しからぬ特性（ＩＪＪ Ｋ移行してしまうことになる。
が保たれないことは、第７図のよりなｆ−Ｖ特性におい
て出刃が０となる中心局波数ｆｏがｆ】にずれてしまう
ことを慧昧しており、本来の望ましい特性（八ｊが望ま
しからぬ特性（ＩＪＪ Ｋ移行してしまうことになる。
上記時定０回路の抵抗日およびキャパシタＣをＨＩ７，
１整することにより立上り時間を制御してグー９０°の
関係を設定しようとしても、抵抗ＲおよびキャパシタＣ
Ｋバラツキがあるため実現はｆｉｎであり、出刃電圧の
バランスをとることはできない。
１整することにより立上り時間を制御してグー９０°の
関係を設定しようとしても、抵抗ＲおよびキャパシタＣ
Ｋバラツキがあるため実現はｆｉｎであり、出刃電圧の
バランスをとることはできない。
し定がって乗算器３はＩＩ：４１１ｉｉな動作点で動作
することが不可能となり、復調動作がアンバランスとな
るために復調効率が低下して歪を増加させる欠点が生ず
る。
することが不可能となり、復調動作がアンバランスとな
るために復調効率が低下して歪を増加させる欠点が生ず
る。
本発明は以上の問題に対処してなさ〕Ｌだもので、ＦＭ
中間周波酒号を入力とじ出力を乗ｐ、器の第１入力とし
てへえる第１のリミッタと、上記ＦＭ中囲周波信号を入
力とする移相器と、この移相器の出力を入力とし出力を
乗算器の第２人力としてりえる第２のリミッタとを含む
ように構成して従来欠点を除去するようにした移相相乗
形ＦＭＩ調回ｗ５ヲ提供することを目的とするものであ
る。以下図面を参照して本発明実施例を説明する。
中間周波酒号を入力とじ出力を乗ｐ、器の第１入力とし
てへえる第１のリミッタと、上記ＦＭ中囲周波信号を入
力とする移相器と、この移相器の出力を入力とし出力を
乗算器の第２人力としてりえる第２のリミッタとを含む
ように構成して従来欠点を除去するようにした移相相乗
形ＦＭＩ調回ｗ５ヲ提供することを目的とするものであ
る。以下図面を参照して本発明実施例を説明する。
第８図は本発明実施例による移相相乗形ＦＭ復調回路を
示すブロック□□□で第１図と同一部分は同一番号で示
し、５は第１のリミッタアンプ、６は第２のリミッタア
ンプ、７は目動位相制御（ＡＰＣ）回路で例えは積分回
１１２ｉ８で構成される。
示すブロック□□□で第１図と同一部分は同一番号で示
し、５は第１のリミッタアンプ、６は第２のリミッタア
ンプ、７は目動位相制御（ＡＰＣ）回路で例えは積分回
１１２ｉ８で構成される。
入力端子ＩＮに加えられたＦＭ中間周波匍号は二つの通
１２ｉＰ１．Ｐｚに分岐され各々第１のリミッタアンプ
５および移相器２に入力される。通路Ｐ１を経たＦ Ｍ
信号は第１のリミッタアンプ５によって増幅、リミッタ
された後乗算器３に第１の入力信号Ｓ】として加えられ
る。他方通に！２Ｓ Ｐ２ ％：経たＦＭ信号は移相器
２によって〆だけ位相偏移された後第２のリミッタアン
プ６によって増幅、リミッタされ１乗算器３Ｋｍ２の人
力信号Ｓ２としてこりように位相器２を第２のりピック
アンプ６の前段に設けるのは、入力されたＦ〜１中間周
波倍号信号形波に変換される前の正弦波の状態でダだけ
移相されろようにするためであり、ＦＭ信号はグ移相さ
れた後に矩形波に変換されて乗算器３に第２の人力信号
として加えられる。
１２ｉＰ１．Ｐｚに分岐され各々第１のリミッタアンプ
５および移相器２に入力される。通路Ｐ１を経たＦ Ｍ
信号は第１のリミッタアンプ５によって増幅、リミッタ
された後乗算器３に第１の入力信号Ｓ】として加えられ
る。他方通に！２Ｓ Ｐ２ ％：経たＦＭ信号は移相器
２によって〆だけ位相偏移された後第２のリミッタアン
プ６によって増幅、リミッタされ１乗算器３Ｋｍ２の人
力信号Ｓ２としてこりように位相器２を第２のりピック
アンプ６の前段に設けるのは、入力されたＦ〜１中間周
波倍号信号形波に変換される前の正弦波の状態でダだけ
移相されろようにするためであり、ＦＭ信号はグ移相さ
れた後に矩形波に変換されて乗算器３に第２の人力信号
として加えられる。
乗算器３で復調された出力イＢ号Ｓｏの一部は積分回路
８に加えられ、この積分回路８は移相量グを検出してそ
の館が所定値からずれている場合には所定値に収めるよ
うに移相器２の移相量を調整させるように動作する。
８に加えられ、この積分回路８は移相量グを検出してそ
の館が所定値からずれている場合には所定値に収めるよ
うに移相器２の移相量を調整させるように動作する。
１なわち入力されたＦＭ中間周波信号の中心周波ｆｉ
ｆｏ Ｋお℃・て移相器２は上記ＦＭ＠号をＸ−９０°
（π／２）移相させるように設定されるので、上記積分
回路８は９０″からのずれ量乞検出して常に９０°に収
めるように働く。
ｆｏ Ｋお℃・て移相器２は上記ＦＭ＠号をＸ−９０°
（π／２）移相させるように設定されるので、上記積分
回路８は９０″からのずれ量乞検出して常に９０°に収
めるように働く。
第９図は乗算器３０等価回路を示１もので、へ１．八２
は差動増幅器で各々トランジスタＱｌ。
は差動増幅器で各々トランジスタＱｌ。
Ｑ２およびＱ３．Ｑ４から構成され、■は定電流源、１
０ｗ ！ｅは出力電流、１（］は抵抗、Ｃ１はキャパシ
タである。Ｖｌ、Ｖ２は各々前記信号”１＋８２の電圧
であり、ｖｌは差動増幅器へ２に入力されると共Ｋ Ｖ
２は差動増幅器＾ＩＫ人力される。ｖＯは前記出カイ８
号Ｓｏの市２圧を示１゜ ここで差動増幅器Ａ２の出力電流ｉ６は次のように表わ
される。
０ｗ ！ｅは出力電流、１（］は抵抗、Ｃ１はキャパシ
タである。Ｖｌ、Ｖ２は各々前記信号”１＋８２の電圧
であり、ｖｌは差動増幅器へ２に入力されると共Ｋ Ｖ
２は差動増幅器＾ＩＫ人力される。ｖＯは前記出カイ８
号Ｓｏの市２圧を示１゜ ここで差動増幅器Ａ２の出力電流ｉ６は次のように表わ
される。
ここでｉｅは差動増幅器剪の定電流源ともなって（・る
りで七の出力電流１．は次のように表わされる。
りで七の出力電流１．は次のように表わされる。
；” （１＋ｖ２／２Ｈ’ｒ／Ｑ ）
＝↓（１＋ｖＩ／２１１Ｔ／ｑ ＋ Ｖ２／２１１１’
／ｑ ＋ｖ１°ｖ２／ （２ＲＴ／ｑ）２） −（２Ｊ
この（２）式から明らかなように入力されるＦＭ信号が
無信号時（中心周波数ｆＯのみ入力される）には、上記
Ｖ１ｓＶ２は０となり１ｏ＝１／４となるので乗算器３
の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝（Ｖｏｏ−１１・Ｉ／４）で
表わされるバイアス値となる。
／ｑ ＋ｖ１°ｖ２／ （２ＲＴ／ｑ）２） −（２Ｊ
この（２）式から明らかなように入力されるＦＭ信号が
無信号時（中心周波数ｆＯのみ入力される）には、上記
Ｖ１ｓＶ２は０となり１ｏ＝１／４となるので乗算器３
の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝（Ｖｏｏ−１１・Ｉ／４）で
表わされるバイアス値となる。
セしてＶＩ＋Ｖ２として変調されたＦＭｉ＠号が人力さ
れると、これらＶ１＋Ｖ２の中心局ｅｈｆｏからのずれ
に応じて上記出力電圧Ｖｏは上記飴を中心として上下に
変化する。
れると、これらＶ１＋Ｖ２の中心局ｅｈｆｏからのずれ
に応じて上記出力電圧Ｖｏは上記飴を中心として上下に
変化する。
またここで、
Ｖｌ ： Ｖ Ｓ！ｎωｏｔ
ｖ２ ＝ ｖ’ｓｉｎ （ω□ｔ ＋ｙｆ（”） Ｊ２
０−’ ／ ｑ ＝ ａ とすると、■ｏは次のように表わされる。
０−’ ／ ｑ ＝ ａ とすると、■ｏは次のように表わされる。
これをローパスフィルタでＪ包り出１と、となる。
１なわち上記（４）式においてダ（ω）＝９０°（π／
２）（中心周波数ｆ、でπ／２の位相差）Ｋ設定した時
、ｌｏ−π／４となり乗算器３は前記されるよりなＶｏ
＝ （Ｖｃｃ Ｒ−π／４ ）の出力電圧を出力する
。
２）（中心周波数ｆ、でπ／２の位相差）Ｋ設定した時
、ｌｏ−π／４となり乗算器３は前記されるよりなＶｏ
＝ （Ｖｃｃ Ｒ−π／４ ）の出力電圧を出力する
。
第１０図は乗算器３０周波ｉｆ−出力電圧Ｖ特性ぞ示す
もので、人力されるＩ” Ｍ中ｒ用周波信号が中心局ｅ
ｕｆｏでπ／２の位相差を保持している場合の特性（Ａ
）と、位相差が２πからΔ〆ずれた場合の特性（Ｂ）と
を比較して示１゛ものである。特性（八）においては正
確な動作点が保γこれるため出力電圧Ｖは上記したＶｏ
＝ （Ｖｃｃ Ｒ” ’／４ ）の（ｉｅｆ ’、を
出力するりで望ましく・復調動作が行われ、復調歪は最
小となる。
もので、人力されるＩ” Ｍ中ｒ用周波信号が中心局ｅ
ｕｆｏでπ／２の位相差を保持している場合の特性（Ａ
）と、位相差が２πからΔ〆ずれた場合の特性（Ｂ）と
を比較して示１゛ものである。特性（八）においては正
確な動作点が保γこれるため出力電圧Ｖは上記したＶｏ
＝ （Ｖｃｃ Ｒ” ’／４ ）の（ｉｅｆ ’、を
出力するりで望ましく・復調動作が行われ、復調歪は最
小となる。
一力、特性（Ｂ）では中心周波数ｆ、がΔｆすれてｆＩ
ＦＣ移行してしまうため、出力電圧νは上記飼からΔＶ
ずれたＶ６ ｔｔｃ、移ってしまうので正確な動作点は
保たれず、望ましい復調動作は行われなし・。
ＦＣ移行してしまうため、出力電圧νは上記飼からΔＶ
ずれたＶ６ ｔｔｃ、移ってしまうので正確な動作点は
保たれず、望ましい復調動作は行われなし・。
よって復調歪は増加する。
このようにπ／２の位相差が保持されな（・原因として
は、第４図の移相器におし・て抵抗１１、キャパシタＣ
Ｋ温度変化、経時変化等によりバラつきが生じてω−＋
／’Ｒｅ（ω−２πｆｏ ）の関係が（ずれてしまった
場合、受信機のミキサーの局部発振周波数が変動して中
心周波？ｆｏがΔｆずれてしまった場合等が考えられる
。
は、第４図の移相器におし・て抵抗１１、キャパシタＣ
Ｋ温度変化、経時変化等によりバラつきが生じてω−＋
／’Ｒｅ（ω−２πｆｏ ）の関係が（ずれてしまった
場合、受信機のミキサーの局部発振周波数が変動して中
心周波？ｆｏがΔｆずれてしまった場合等が考えられる
。
本発明においてはこのようにＦＭ中間周波信号が中心８
波数ｆｏにおし・てπ／２の位相差から偏移した時はそ
のずれ量は自動位相制御回路７により検出される。
波数ｆｏにおし・てπ／２の位相差から偏移した時はそ
のずれ量は自動位相制御回路７により検出される。
第１１図は自動位相制御回路７を構成する積分回路８の
具体的回路ヲ示Ｔもので、抵抗０２とキャパシｐｃ２と
のローパスフィルタｒ（よって構成され、充分に長い時
定数を有して℃・る。この積分回路８は端子ｉｎから乗
宥、器３の出力電圧■が入力された場合、望ましい出力
電圧ｖｏからΔＶだけずれた望ましくない出力′電圧Ｖ
Ｏが入力された時のみ応答して、所望の制御電圧Ｖ。を
端子ｏｕｔから移相器２に加えるように動作する。これ
により移相器２は常にπ／２の位相差を保持子べくその
移相量χ１整するように働（。
具体的回路ヲ示Ｔもので、抵抗０２とキャパシｐｃ２と
のローパスフィルタｒ（よって構成され、充分に長い時
定数を有して℃・る。この積分回路８は端子ｉｎから乗
宥、器３の出力電圧■が入力された場合、望ましい出力
電圧ｖｏからΔＶだけずれた望ましくない出力′電圧Ｖ
Ｏが入力された時のみ応答して、所望の制御電圧Ｖ。を
端子ｏｕｔから移相器２に加えるように動作する。これ
により移相器２は常にπ／２の位相差を保持子べくその
移相量χ１整するように働（。
第１２図および第１３図は積分回路８による移相器２の
制御力法を示すもので、第１２図におし・てはキャパシ
タＣ馨可変容量素子によって構成し、この可変容量素子
に積分回路８からの制御電圧ｖｃを加えることにより移
相器２の同調周波数を可変させるようにしたものである
。まｔこ第１３図は抵抗０な可変抵抗素子で構成し、こ
の可変抵抗素子に上記制御電圧ｖｃを加えることにより
移相器２の開脚Ｊ〜波ＩＣ！Ｉを可変させるようにした
ものである。
制御力法を示すもので、第１２図におし・てはキャパシ
タＣ馨可変容量素子によって構成し、この可変容量素子
に積分回路８からの制御電圧ｖｃを加えることにより移
相器２の同調周波数を可変させるようにしたものである
。まｔこ第１３図は抵抗０な可変抵抗素子で構成し、こ
の可変抵抗素子に上記制御電圧ｖｃを加えることにより
移相器２の開脚Ｊ〜波ＩＣ！Ｉを可変させるようにした
ものである。
上記可変容量素子としては各種リアクタンス回路ン用（
・ることができ、また可変抵抗素子としてはＦ Ｅ Ｔ
のゲート・ソース間電圧変化に基づくチャネル抵抗を利
用することができる。
・ることができ、また可変抵抗素子としてはＦ Ｅ Ｔ
のゲート・ソース間電圧変化に基づくチャネル抵抗を利
用することができる。
１ｊＫｌＪ図は以上のような自動位相制御回路により移
相器の移相量を制御した場合の周波１！１ｌｆ−位相り
特性を示すものである。移相器２において中心周波数ｆ
、がπ／２の位相差乞保持していた場合から、Δｆ［Ｊ
ｉｉ移されてｆＩ Ｋずれたとするとこれに対応して位
相グもπ／２（９０’）からπ／２＋Δグだけずれるよ
うになるので、特性（八）は４’＃性（Ｂ）へと変化す
る。これによってそれまでπ／２の位相差に対応して正
確な動作点で動作していた乗算器３は、第１Ｏ図に示さ
れるように動作点（出力電圧Ｖ）がＶＯの位置からｖＪ
へと変化するので積分回路８はその変化を検出してそれ
に応じた制＃電圧Ｖ。を可変容量素子あるいは可変抵抗
素子に加える。この結果前記動作原理から各々の容量あ
るいは抵抗値が移相量ｔπ／２に戻１方向に可変される
ので、移相器２は常に中心周波数ｆＯにおいてπ／２の
位相差を保持するように動作する。これによって乗Ｕ器
３は再び正確な動作点で動作するようになるので、特性
ＣＢＪは望ましい特性（パノに戻される。
相器の移相量を制御した場合の周波１！１ｌｆ−位相り
特性を示すものである。移相器２において中心周波数ｆ
、がπ／２の位相差乞保持していた場合から、Δｆ［Ｊ
ｉｉ移されてｆＩ Ｋずれたとするとこれに対応して位
相グもπ／２（９０’）からπ／２＋Δグだけずれるよ
うになるので、特性（八）は４’＃性（Ｂ）へと変化す
る。これによってそれまでπ／２の位相差に対応して正
確な動作点で動作していた乗算器３は、第１Ｏ図に示さ
れるように動作点（出力電圧Ｖ）がＶＯの位置からｖＪ
へと変化するので積分回路８はその変化を検出してそれ
に応じた制＃電圧Ｖ。を可変容量素子あるいは可変抵抗
素子に加える。この結果前記動作原理から各々の容量あ
るいは抵抗値が移相量ｔπ／２に戻１方向に可変される
ので、移相器２は常に中心周波数ｆＯにおいてπ／２の
位相差を保持するように動作する。これによって乗Ｕ器
３は再び正確な動作点で動作するようになるので、特性
ＣＢＪは望ましい特性（パノに戻される。
以上述べて明らかなように本発明によれは。
ＦＭ中間周波信号を入力として出カン乗ｐ、器の第１入
力として醪える第１のリミッタと、上記ＦＭ中間周波侶
信号入力とする移相器と、この移相器の出カン入力とし
出力を乗算器の第２出力として与える第２のリミッタと
を含むように構成したものであるから、乗算器に入力゛
される２つのＦＭ中間周波１６号間に中心周波級にお（
・て９０°の位相差を保持さ−ｊＦ！：ることができる
ので出力電圧のバランスをとることができる。
力として醪える第１のリミッタと、上記ＦＭ中間周波侶
信号入力とする移相器と、この移相器の出カン入力とし
出力を乗算器の第２出力として与える第２のリミッタと
を含むように構成したものであるから、乗算器に入力゛
される２つのＦＭ中間周波１６号間に中心周波級にお（
・て９０°の位相差を保持さ−ｊＦ！：ることができる
ので出力電圧のバランスをとることができる。
したがって乗算器が正確な動作点で動作することが可能
となり、伽調動作がバランスされるために伽調効軍が向
上するので歪の発生を減少させることができる。
となり、伽調動作がバランスされるために伽調効軍が向
上するので歪の発生を減少させることができる。
第１図は従来例７示すブロック図、第２図（ａ）〜（Ｃ
Ｊ、第３図（へバａＪ 〜（ｃＪ 、Ｑ”ｐ ３図（Ｂ
バａ）〜（Ｃ）および第６図（ａ）〜ｉｄ）は℃・ずれ
も従来例を示す波形図、第４図および第５図、第７図は
従来例を示す回路図および特性図、第８図は本発明実施
例を示すブロック図、第１Ｏ図および第１４因は本発明
実施例７示す特性図、第９図、第１１図、第１２図およ
び第１３図はいずれも本発明実施例７示す回路図である
。 ２・・・移相器、３・・・乗算器、５，６・・・リミッ
タアンプ、７・・・自動位相側側ｊ回路、８・・・積分
回路。 特許出願人 クラリオン株式会社 ≠４図 学６図 ６ｔ７ 莱８Ｎ
Ｊ、第３図（へバａＪ 〜（ｃＪ 、Ｑ”ｐ ３図（Ｂ
バａ）〜（Ｃ）および第６図（ａ）〜ｉｄ）は℃・ずれ
も従来例を示す波形図、第４図および第５図、第７図は
従来例を示す回路図および特性図、第８図は本発明実施
例を示すブロック図、第１Ｏ図および第１４因は本発明
実施例７示す特性図、第９図、第１１図、第１２図およ
び第１３図はいずれも本発明実施例７示す回路図である
。 ２・・・移相器、３・・・乗算器、５，６・・・リミッ
タアンプ、７・・・自動位相側側ｊ回路、８・・・積分
回路。 特許出願人 クラリオン株式会社 ≠４図 学６図 ６ｔ７ 莱８Ｎ
Claims (1)
- １．１”Ｍ中間周波信号を入力とし出力を乗算器の第１
入力として与える第１のリミッタと、上記ＦＭ中間周波
侶信号入力とする移相器と、この移相器の出力を人力と
し出力を乗算器の第２人力として与える第２のリミッタ
とを含むことを特徴とする移相相乗形ＦＭ復調回路。 ２、上記乗算器の出力を入力とする自動位相制御回路が
移相器に設けられ、この自動位相制御回路によって移相
器の移相量が自動的に脚整されるように構成したことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の移相相乗形ＦＭ
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11409083A JPS607208A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11409083A JPS607208A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS607208A true JPS607208A (ja) | 1985-01-16 |
Family
ID=14628845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11409083A Pending JPS607208A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS607208A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62159006U (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-08 | ||
| EP0604735A1 (en) * | 1992-12-31 | 1994-07-06 | Motorola, Inc. | FM Demodulator with self-tuning quadrature detector |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55165005A (en) * | 1979-06-11 | 1980-12-23 | Sony Corp | Fm detection circuit |
| JPS5726113B2 (ja) * | 1980-02-07 | 1982-06-02 |
-
1983
- 1983-06-24 JP JP11409083A patent/JPS607208A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55165005A (en) * | 1979-06-11 | 1980-12-23 | Sony Corp | Fm detection circuit |
| JPS5726113B2 (ja) * | 1980-02-07 | 1982-06-02 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62159006U (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-08 | ||
| EP0604735A1 (en) * | 1992-12-31 | 1994-07-06 | Motorola, Inc. | FM Demodulator with self-tuning quadrature detector |
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