JPS607466B2 - 電流型サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流型サィクロコンバータ装置に関するもので
ある。

最近、交流電動機、特にかご型誘導電動機又はリニアモ
ータなどの可変遠駆動用に可変周波数電源としてサィク
ロコンバータが多く用いられている。

これらの用途に適用されるサイクロコンバータには大別
して次の２種類がある。‘１’ 正弦波変調連続式サィ
クロコンバータ■ 電流型サイクロコンバータ両者を比
較すると、前者はほぼ正弦波の出力電流を得られるが、
制御が複雑で電気弁の使用数も多く、従って経済的に高
価であるのに対し、後者は出力電流が矩形波になるが、
制御も簡単で電気弁の使用数も前者の１′２で済み、従
って経済的に０有利なことが特徴である。

後者のもう一つの欠点は、出力周波数が平均値としては
一定の設定周波数を保つが、瞬時値としては平均周波数
を基準としてその上下に周期的に変動するということで
ある。そのため、負荷として誘導電動機を使用するタ場
合には大きいトルク脈動を生じることは避け難いものと
されていた。この影響は特に出力周波数が大きくなるに
つれて顕著に現れ、これが出力周波数の上限を制約する
大きな条件の一つになっていた。このことを、図面を参
照しながらより詳細０に説明してみる。第１図は、入力
側三相、出力側三相の従来の電流型サィクロコンバータ
の基本的な回路構成を示すものである。

第１図の装置は三相電源変圧器ＴＲＩの三相出力端子Ｒ
，Ｓ，Ｔと三相負荷ＬＤの夕三相入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと
が三相直流リアクトルＤＬ及びサィリスタ式サィクロコ
ンバータＣＣＶを介して接続されているものである。リ
アクトルＤＬは各相ごとにその両端がサイクロコンバー
タＣＣＶの正側入力端子及び負側入力端子に接続され、
中点タップが変圧器ＴＲＩの対応する相の出力端子に接
続されている。サイクロコンバータＣＣＶは、正、負両
側にそれぞれ各出力端子ごとに互いに異なる相の入力端
子との間に接続される３個のサィリスタが設けられ、従
って、都合３×３×２＝１８個のサィリス夕が設けられ
ている。各サィリスタは各挿入位置に従って３個のアル
ファベット符号で示されている。その第１の符号は電源
側から見た相別を示すＲ，Ｓ又はＴであり、第２の符号
は負荷側から見た相別を示すＵ，Ｖ又はＷであり、更に
第３の末尾符号は正側（Ｐ側）が負側（Ｎ側〉かを示す
Ｐ又はＮである。従って、例えばＲＵＰなるサイリスタ
は、電源側から見てＲ相に接続され、負荷側から見てＵ
相に接続され、更に正側に接続されているサィリスタで
あることを示す。第２図ａ〜ｅは第１図の装置の動作を
説明するためのタイムチャートである。

第２図ａは電源側転流指令、ｂは負荷側転流指令、ｃは
負荷側Ｕ相各サィリスタに与えられるゲートパルス、ｄ
は各サィリスタの通電期間、ｅは負荷側各相電流の通電
期間をそれぞれ示す。この例は電源周波数ｆｉに対する
負荷側指令周波数ｆ。の比ｆ。／ｆ；＝２／７の場合を
示す。従来の電流型サィクロコンバータにおいては、各
サィリスタ間の転流は電源電圧転流によって行われるた
め、サィリスタ間の転流は電源周波数の電気角１２００
ごとにしか行われない。

従って、第２図に示す通り、例えば時刻Ｌ‘こおいてサ
ィリスタＵＰ→ＶＰの転流指令が発せられるのに対して
、実際の転流は時亥比２において行われ、８ｄ＝（ｔ２
一ｔ，）だけの転流の遅れを生ずる。この遅れ角８ａは
、通常、転流の度ごとに異なる値をとり、最大約１２０
ｏ電気角に達する。このため、既に述べたように、出力
周波数の平均値は設定周波数を保つが、出力周波数の瞬
時値は平均周波数を基準としてその上下に変動を繰返す
ことになる。この変動には一定の周期性があり、そのた
め負荷側転流周期のビートを発生し、負荷として議導電
動機を駆動する場合には、大きいトルク脈動を生じるこ
と、しかも、これらの影響は特に出力周波数が大きくな
るにつれて顕著に現われ、それが出力周波数の上限を制
約する大きな条件の一つとなっていること、も既に述べ
た通りである。従って本発明の目的は、負荷として誘導
電動機を駆動する場合のトルク脈動を効果的に低減する
ために、電源側転流タイミングに影響されずに負荷側転
流タイミングを決定できる電流型サィクロコンバータを
提供することにある。

この目的を達成するために本発明は、サィクロコンバー
タの正側入力端と負側入力端をそれぞれ互いに所定の位
相差を有する分離された電源変圧器巻線に接続し、両電
源変圧器巻線の各相巻線がサィクロコンバ−夕の各通電
モード‘こ応じて直流リアクトルを介して選択的に直列
接続されるようにするものである。

以下、図面を参照して本発明を更に詳細に説明する。

第３図は本発明による電流型サィクロコンバ−タ装置の
主回路の一実施例を示す。

この装置のサイクロコンバータＣＣＶ及びこれに三相端
子Ｕ，Ｖ，Ｗを介して接続される負荷ＬＯは共に第１図
のものと同様である。電源変圧器ＴＲには一次巻線Ｗｏ
のほかに互いに分離された２組の二次巻線Ｗ，，Ｗ２が
備えられている。二次巻線Ｗ，の出力端Ｒ，，Ｓ，，Ｔ
，に生ずる電圧と二次巻線Ｗ２の出力端Ｒ２，Ｓ２，Ｌ
に生ずる電圧との間には互いに３０ｏの位相差を持ち、
両者で１２鯉の整流相数を構成するように二次巻線Ｗ，
は星型結線に構成され、二次巻線Ｗ２は三角結線に構成
されている。そして、サィクロコンバー夕ＣＣＶの正側
入力端は端子Ｒ，，Ｓ，，Ｔ，を介して二次巻線Ｗ，に
接続され、負側入力端は端子Ｒ２，Ｓ２，Ｌを介して二
次巻線Ｗ２に接続されている。更に、一方の端子Ｒ，，
Ｓ，，Ｔ，には主サイリスタＲ，ＰＵＰ〜Ｒ，ｐＷＰと
は逆向きに補助サィリスタＲ，Ｎ，Ｓ．Ｎ，Ｔ，Ｎが接
続され、その自由端側（アノード側）は共通に接続され
ている。同様に他方の端子Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２には主サィ
リスタＲ机ＵＮ〜Ｔ鮒ＷＮとは逆向きに補助サィリス夕
Ｒ２Ｐ，Ｓ２Ｐ，Ｔ２Ｐが接続され、その自由端側（カ
ソード側）が共通に接続されている。補助サイリスタＲ
，Ｎ〜Ｔ，Ｎの共通接続点と補助サイリスタＲ２Ｐ〜Ｔ
沙の共通接続点とは直両リアクトルＤＬを介して接続さ
れている。なお、この直流リアクトルは電源側又は負荷
側に共通鉄心型多巻線構成のものを挿入してもよい。第
４図は第３図の主回路に付設する制御装置を、主回路の
正側主サィリスタＲ，ＰＵＰ〜Ｔ，ＰＷＰ及び補助サィ
リスタＲ，Ｎ〜Ｔ，Ｎ用の制御回路部分についてのみ示
すものである。

負側サイリスタに対しては図示のものとほぼ同様構成の
制御回路部分が備えられる。第５図は第３図及び第４図
の装置の動作を説明するめのタイムチャートを示すもの
である。以下、第４図の制御装置を、第５図のタイムチ
ャートを参照しながら説明する。第４図において、ＰＤ
，Ｐは正側主サィリスタＲ，ＰＵＰ〜Ｔ．ＰＷＰ用のゲ
ートパルス分配器であり、ＰＤ，Ｎは正側補助サイリス
タＲ，Ｎ〜Ｔ，Ｎ用のゲートパルス分配器である。

まず、電源周期信号Ｒ，Ｐｓ，Ｓ，Ｐ８，Ｔ，Ｐｓ（第
５図ａ）がＩＰ電源側分配器ＰＤ，Ｐｓに入力されてお
り、ここでオア回路ＯＲ，の出力信号則ちＱＩパルス例
Ｐ，ＰＱ１（第５図Ｃ）にトリガされてこれに同期する
電源側転流指令Ｒ，Ｐ，Ｓ，Ｐ，Ｔ，Ｐが出力される。
この電源側転流指令はゲートパルス分配器ＰＤ，Ｐに入
力される。オア回路ＯＲ，には移相器ＰＨ，Ｐの出力と
して与えられるＱパルス列Ｐ，ＰＱ（第５図ｂ）、即ち
電源同期信号の零点を基準として制御角Ｑの位相点で出
力されるパルス列と、比較器ＣＰの出力パルスとが入力
されて、この両入力によって上記ＱＩパルス列Ｐ，ＰＱ
Ｉが形成される。移相器ＰＨ，Ｐは電源同期信号（第５
図ａ）と、制御角Ｑに対応する移相信号電圧ＶＱとに基
づいて、電源同期信号の零点から制御角Ｑだけずれた位
相点でＱパルス列（第５図ｃ）を出力する。ＳＢは減算
器であり、基準信号電圧設定器ＲＶで設定される基準信
号電圧、即ちこの実施例では１２０ｏに対応する信号電
圧Ｖ側から移相信号電圧ＶＱを減算した結果を減算出力
信号Ｖ，Ｎ，＝Ｖ側一ＶＱとして出力し、これを比較器
ＣＰの一方の入力端子に入力する。他方、ＩＣは積分コ
ンデンサであり、これの両端にスイッチングトランジス
タＴｒが並列に接続されている。積分コンデンサＩＣは
定電流源ＣＣＳを介して定電流ｉで充電することが出来
るものとする。トランジスタＴｒ力ミ非導通状態にある
限り、積分コンデンサＩＣは定電流ｉにより充電時間に
比例した充電電圧Ｖ，Ｎ２に充電される。この電圧Ｖ，
Ｎ２は比較器ＣＰの第２の入力端子に入力される。比較
器ＣＰは両入力を比較し、Ｖ，Ｎ，くＶ，Ｎ２となつた
ときに出力を出す。

この世力はフリツプフロツプ回路ＦＦのリセツト端子に
入力され、これをリセツトする。ＰＤしは負荷側分配器
であり、負荷同期パルス８。

（第５図ｅ）に基づいて、負荷側転流指令ＵＰ，ＶＰ，
ＷＰ（第５図ｆ）を出力する。この負荷側転流指令ＵＰ
，ＶＰ，ＷＰは、一方では、それぞれ立上り微分回路Ｔ
ＤＣを介して第２のオア回路ＯＲ２に入力される。オア
回路ＯＲ２の出力信号はフリッブフロップ回路ＦＦのセ
ット入力端子に入力される。負荷側転流指令ＵＰ，ＶＰ
，ＷＰは、他方ではそれぞれアンド回路ＡＮＤの各一方
の入力端子に入力される。アンド回路ＡＮＤの各他方の
入力端子にはフリップフロップ回路ＦＦの、リセット状
態に対応する出力Ｑが共通に入力される。負荷側転流指
令ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ（第５図ｆ）は実は最終的な転流指
令ではなく、本発明に従い、アンド回路ＡＮＤを通すこ
とにより、その出力側に得られる休止期間付負荷側転流
指令ＵＰ′，ＶＰ′，ＷＰ′（第５図ｇ）が最終的な転
流指令としてゲートパルス分配器ＰＤ，Ｐに導びかれる
。休止期間８ｏ はフリツプフロツプ回路ＦＦの出力の
Ｑの存在する期間に対応する。トランジスタＴｒはフリ
ツプフロツプ回路ＦＦの出力９があるとき、即ちフリツ
プフロツプ回路ＦＦがリセット状態にあるときは、導適
状態になって積分コンデンサＩＣを短絡して放電させ、
フリツプフロツプ回路ＦＦがセット状態にあるとき、即
ちＱ出力が無いときは、非導通状態になって積分コンデ
ンサＩＣの充電を可能とする。

ゲートパルス分配器ＰＤ，Ｐは電源側転流指令Ｒ，Ｐ，
Ｓ，Ｐ，Ｔ，Ｐ（第５図ｄ）と、休止期間付負荷側転流
指令ＵＰ′，ＶＰ′，ＷＰ（第５図ｇ）とに基づいて正
側主サイリスタＲ，ＰＵＰ〜Ｔ，ＰＷＰに与えるゲート
パルス（第５図ｈ）を出力する。この場合、例えば主サ
イリスタＲ，ＰＵＰに対するゲートパルスは電源側転流
指令Ｒ，Ｐと休止期間付負荷側転流指令ＵＰ′との論理
贋則ちアンド条件を満足する出力として与えられる。正
側補助サイリスタ用ゲートパルス分配器ＰＤ，Ｎは、電
源同期信号Ｒ，Ｎｓ，Ｓ，Ｎｓ，Ｔ，Ｎｓ（第５図ａ）
と、Ｑパルス列Ｐ瓜Ｑ（第５図ｂ）とに基づいて、補助
サィリスタＲ，Ｎ，Ｓ，Ｎ，ＳＴ，Ｎに対する転流指令
を形成する。

この場合、例えばＲ相の転流指令Ｒ，Ｎは電源同期信号
Ｒ船（第５図ａ）とＱパルス列Ｐ，ＮＱ（第５図ｂ）と
の論理積を満足する時点で出力される。Ｑパルス列Ｐ，
ＮＱは電源同基信号Ｒ，Ｎｓ，Ｓ，Ｎｓ，Ｔ，Ｎｓと、
即に述べた移相信号電圧ＶＱとを基にして移相器ＰＨ，
Ｎにより電源同期信号の零点から制御角Ｑだけずれた位
相点で発生されるパルス列として与えられる。以下、第
３図及び第４図の装置によって行われる転流動作につい
て説明する前に、第４図の装置の動作について若干の説
明を補足する。

休止期間付負荷側転流指令（第５図ｇ）は第２図ｂに示
す負荷側転流指令に対応するが、それとは異なり、負荷
側転流指令の直前に、それまでの負荷側通電相に所定期
間点弧パルスを与えないようにするためにフリツプフロ
ツプ回路ＦＦの出力で制御されたものとなっている。

それによって、各主サィリスタに与えられるゲートパル
ス（第５図ｈ）は、電源側転流指令パルス（第５図ｄ）
が前記休止期間８。内に入ったときには、その電源側転
流指令パルスを負荷側転流指令（第５図ｇ）の時刻まで
遅らせ、又、電源側転流指令パルスが休止期間８。内に
入らないときには、次に通電を開始すべき相の電源側転
流指令パルスを負荷側転流指令の時刻まで進めるように
制御される。第５図ｇにおいて、破線で示すパルスは休
止期間８。内に入って消去される露源転流指令パルスを
示す。なお、第５図ｉは正側主サィリスタＲ，ＰＵＰ〜
Ｔ，ＰＷＰ及び正側補助サィリスタＲ・Ｎ〜ＴＩＮの通
電期間を示し、第５図ｉは各相負荷電流の通電期間を示
す。さて、次に第３図及び第４図の装置による転流動作
について説明する。

ｍ 第１転流モード：第５図のの時亥比，において主サ
イリスタＲ，ＰＵＰ〜Ｔ，ＮからＳ，ＰＶＰ〜Ｔ，Ｎへ
の負荷転流が行われるが、その転流指令の直前の休止期
間８ｏの間に入って消去された露源転流指令パルスは無
いので、この場合は次に通電すべき主サィリスタＳ，Ｐ
ＶＰの点弧パルスが負荷側転流指令の時刻まで進められ
て、主サィリスタＲＩＰＵＰからＳ，ＰＶＰに負荷側転
流指令と同期して転流が行われる。

転流のための必要条件は時刻ｔ＝ｔ，において、変圧器
巻線Ｗ，のＳ相電圧Ｖｓ，ＰとＲ相電圧ＶＲ，Ｐとの関
係がＶｓ，Ｐ＞ＶＲ，Ｐであることであるが、第６図か
ら、この条件が満足されていることは明らかである。｛
２｝ 第２転流モード：第５図の時亥比２においても主
サイリスタＳ，ＰＷＰ〜Ｒ，ＮからＴ，ＰＵＰ〜Ｒ，Ｎ
への負荷転流が行われるが、この場合は上記休止期間ａ
ｏ内に入った露源転流指令Ｔ，Ｐが消去されるので、主
サイリスタＳ，ＰＷＰがそのまま通電し続けて主サィリ
スタＴ，ＰＵＰの点弧パルスが負荷側転流指令の時刻ま
で遅らされて、主サィリスタＳ・ＰＷＰからＴ，ＰＵＰ
に負荷側転流指令と同期して転流が行われる。転流のた
めの必要条件は時刻ｔ＝ｔ２において変圧器巻線Ｗ，の
Ｔ相電圧ＶＴ，ＰとＳ相電圧Ｖｓ，Ｐとの関係がＶＴ，
Ｐ＞Ｖｓ，Ｐであることであるが、第７図から、この条
件が満足されていることは明らかである。上記の場合、
休止期間８。として第５図に示すように、８。＝１２０
０−Ｑの関係を保つように制御回路を構成すれば、Ｑの
値し、かんにかかわらず、常に上記の転流に必要な条件
を満足する。そして、休止期間８ｏの区間内に亀源転流
パルスが入った場合は上記の第２転流モードで遅れ転流
を、又、休止期間ａｏの区間内に軍源転流パルスが入ら
ない場合は上記の第１転流モードで進み転流を、いずれ
も負荷転流指令に同期して行わせることが出来る。従っ
て、従釆の電流型サィクロコンバータに見られた出力周
波数の変動、負荷側転流周期のビートの発生、及びそれ
に伴う電動機トルクの脈動増大といった現象を避けるこ
とが出来る。

なお、上記制御方式は従来の入力側三相、出力側三相の
電流型サイクロコンバータ（サィリスタ素子数１８個、
整流相数６相）に対してもそのまま適用出来るが、この
場合には転流時に行われる制御角ばの遅れ及び進み制御
のため、電流の変動が大きく、これに伴うトルク脈動を
招いて上記の同期転流の効果が減殺される。

これに対して本回路方式の場合には、正側変圧器巻線Ｗ
，と負側変圧器巻線Ｗ２の両出力電圧を補助サィリスタ
を介して直列にして使用するので、上記の転流時の遅れ
及び進み制御に伴う電流の変動の影響は少なく、トルク
脈動は大幅に改良される。又、第３図の主回路は整流相
数が１２相となっているので、整流相数６相の場合に比
較して、直流リアクトルの大きさが同じならば、電流脈
動がより小さく、しかも電源側に対する高調波の悪影響
も少ない。以上、第３図の主回路に対して制御方式とし
て同灘転流を行わせる例について説明したが、従釆の電
流型サィクロコンバータの転流方式と同様に、電源側か
ら見て１２０ｏごとの転流を行わせる簡単な制御方式を
採用しても差支えなく、この場合にも従来の整流相数６
相の場合と比較してトルク脈動が低減されることはもち
ろんである。第８図は第３図の主回路に対する変形例を
示すものであり、ここでは同一出力端子に接続される主
サィリスタは正側ないし負側ごとにまとめて表示されて
おり、正側は３群の主サイリスタＵＰ，ＶＰ，ＷＰで、
又、負側は３群の主サィリスタＵＮ， ＶＮ，ＷＮで示
されている。同様に、正側の補助サィリスタはＡ，Ｎで
、負側の補助サイリスタはＡがで示されている。両補助
サィリスタＡ，ＮとＡ密が直列に接続され、その共通接
続点○と負荷ＬＤの中性点ＯＬとが接続されている。こ
の第８図の主回路は電源側と負荷側の中性点とが接続さ
れているので、保護装置の構成いかんなどによって良好
に適用出釆る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流型サィクロコンバータ装置の接続図
、第２図は第１図の装置の動作のタイムチャート、第３
図は本発明の電流型サィク。 コンバータ装置の一実施例を示す接続図、第４図は第３
図の装置を制御するための制御装置の一実施例を示す接
続図、第５図は第３図及び第４図の装置の動作を説明す
るためのタイムチャート、第６図及び第７図は異なる転
流モードーこおける動作説明図、第８図は第３図の主回
路に対する異なる実施例を示す接続図である。ＴＲ・・
・…電源変圧器、Ｗ，，Ｗ２・・・・・・電源変圧器Ｔ
Ｒの二次巻線、ＣＣＶ・・・・・・サィクロコンバータ
、Ｒ，ＰＵＰ〜Ｔ，ＰＷＰ，Ｒ２ＮＵＮ〜Ｔ靴ＷＮ……
主サイリスタ、Ｒ，Ｎ〜Ｔ，Ｎ， Ｒ２Ｐ〜Ｔ２Ｐ・・
…・補助サイリスタ、ＤＬ，ＤＬ，，ＤＬ・・・・・・
直流ＩＪアクトル、ＬＤ・・…・負荷、ＰＤ，Ｐ・・・
・・・主サィリスタ用ゲートパルス分配器、ＰＤ，Ｐｓ
・・・・・・電源側分配器、ＰＤ，Ｎ・・・・・・補助
サィリスタ用ゲートパルス分配器、ＰＨ，Ｐ，ＰＨ，Ｎ
・・・・・・移相器、ＰＤＬ・・・・・・負荷側分配器
、ＦＦ・・・・・・フリップフロップ回路、ＣＰ・・・
・・・比較器、ＣＢ・・・．．．減算器、ＩＣ・…・・
積分コンデンサ、Ｔｒ・・…・スイッチングトランジジ
スタ、ＴＤＣ・・・・・・立上り微分回路、ＯＲ，，Ｏ
Ｒ２・・・・・・オア回路、ＡＮＤ・・・・・・アンド
回路、ＵＰ〜ＷＰ，ＵＮ〜ＷＮ……主サィリスタ、Ａ，
Ｎ， Ａ２Ｐ・・・・・・補助サィリス夕。 稀８図図 Ｎ 康 図 町 峠 豹２図 瀞字図 第〇図 第６図 弟ク図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１の出力端に接続された第１の二次巻線と、この
   第１の二次巻線との間に所定の位相差を有し、第２の出
   力端に接続された第２の二次巻線とを有する電源変圧器
   と、 直流リアクトルと、 前記第１の出力端ごとに設けられ、カソードが前記第
   １の出力端に接続され、各アノードが前記直流リアクト
   ルの一端に共通に接続された第１のサイリスタ群と、前
   記第２の出力端ごとに設けられ、アノードが前記第２の
   出力端に接続され、各カソードが前記直流リアクトルの
   他端に共通に接続された第２のサイリスタ群とからなり
   、前記両二次巻線の出力端線相に応じて両二次巻線の出
   力相を前記リアクトルを介して選択的に直列接続する補
   助サイリスタ群と、 正側入力端が前記電源変圧器の第
   １の出力端に接続され、負側入力端が前記電源変圧器の
   第２の出力端に接続され、交流出力端が誘導電動機に接
   続されるサイクロコンバータと、を備えてなる電流型サ
   イクロコンバータ装置。