JPS6077667A - スイツチングレギユレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子スイッチと、入方側に実際値に依存する
量および目標値が供給される差動増幅器と、入力側が前
記差動増幅器の出カ側および比較量発生器の出力側に接
絖されている比較特開昭６０−７７ＧＧ７（２） 器とを備え、その際前記比較量発生器が前以って決めら
れた時間経過を有する周期的な比較量を送出しかつ前記
電子スイッチがクロック発生器を用いて前以って決めら
れた投入時期において周期的に投入接絖可能でありかつ
前記比較器を用いて決められる時期（（その都度遮断可
能であるスイッチングレギュレータＩｃＦｌｔ７．）。

レギュレー この形式のスイッチングｉｉｉｙｉ夕は既に米国特許第
３３７７５４６号明細書から公知である。

従来の技術 この形式のスイッチングレギュレー夕は、直列分路にお
いて調節素子としてのスイッチングトランジスタとクロ
ツク発生器を有する制御回路とを含み、その際３角波状
補助電圧と測定電圧との重畳によって一定の周期持続時
間および可変のオンオフ比を有する矩形波状の制御電圧
が発生される。スイソチングレギュレークの調整領域、
即ちオンオフ比の調整範囲を拡大するために、マルチバ
イプレークがトランジスタの迅速な切換を保証する大き
な側縁急峻度を有する矩形波状制御電圧を発生する。動
作領域は一方の限界位置から他方の限界位置までひろが
っている。即ちトランジスタは持続的に導通状態にまた
は持絖的に遮断状態にすることもできる。

確かに電圧調整のためのスイッチングレギュレー夕の従
来の用途では、最大値と零との間にする 連絞的に変化可能な給′醒電圧を供奮７要はない。

というのはこの場合有限な負荷抵抗においては一定の電
圧が供給されるべきであるか或いは電圧値零が負荷抵抗
の値零においてのみ通例定格電流に等しいかまたはそれ
より大きい短絡電流によって生じるはずであるからであ
る。

発明が解決しようとする問題点 しかし研究の結果、比較電圧として３角波状電圧を使用
するスイッチングレギュレータにおいて次のような理由
から困難が生じるおそれがあることが認められている。

即ち衝撃係数が小さい場合調整器電圧が所定通り同じ変
化をすると衝撃係数が大きい場合よりも百分率で著しく
大きな変化が惹起され、かつこれにより調整比較器の増
幅度が必要な精度に相応して大きな衝撃係数の領域にお
いて定められるとき殊に安定性に関して間顆が生じる。

従って本発明の課題は冒頭に述べた形式のスイッチング
レギュレータな、出力電力が小さい場合にも連紗的かつ
精確に動作ししかも調整領域全体において安定した特性
を有ずろように構成することである。

発明の作用 この課題を解決するために本発明によればスイッチング
レギュレータは次のように構成される。比較電圧発生器
は、比較電圧の時間的変化が投入接絖時期に後絖する時
間区分において減少するような、比較電圧の非直線性の
時間経過を発生するためのパルス整形器を含んでいろ。

その際調整変換器における非直線状比較亀圧によって動
作点の、レギュレークの作用に対ずろ影響が補償される
。

比較鼠の時間経過は有利には、調整領域全体Ｑておいて
衝撃係数の百分率変化が調整すべき量の前以って決めら
れた変化に前以って依存するようＫ選択されろ。このよ
うにして有利にも、調整器の連紗動作において衝撃係数
が小さい領域においても前以って決められた調整精度が
得られろ。

本発明の実施例において、比較量発生器はパルス整形器
が接紛されている矩形波発生器から成る。

パルス整形器は、出力側が減結合ダイオードを介して並
列接絖されている複数のＲＣ素子から構成することがで
き、その結果所望のパルス形態は複数のＲＣ素子の充電
曲線の接合ないし２つの６角波状電圧の重畳によって生
じる。

本発明の実施例においてパルス整形器は、抵抗、ＲＣ並
列回路および別のコンデンサから成る直列回路を含んで
おり、その結果有利にも減結合ダイオードが不要である
。

電子スイッチの、矩形波発生器による投入接紛および比
較器による遮断は有利には次のようにして実現されろ。

即ち矩形波発生器の出力側は減結合抵抗および比較器の
開放フレクタ出力側として形成されていろ出力側を介し
て直接電子スイッチの入力側に導かれている。その際電
子スイッチとして殊にドライバが前置接絵されているＦ
ＥＴが用いられる。

本発明の実施例においてスイッチンダレギュレータは次
のように構成されている。即ちクロツク発生器は電子ス
イッチの周期的投入接続のため比較器を有し、この比較
器の入力側は矩形波発生器および補助電圧源（Ｃ接紛さ
れて（・るつその際スイッチング時間の強制的な補償は
２つの比較器の反対方向の制御によって行なうことがで
きる。

この手段によって、増幅された調整偏差を比較量と比較
する比較器のスイッチング時間が補償され、その結果ス
イッチンダレギュレータの有利な特性が非常に小さな調
整量の領域において完全に利用できるという重要な利点
が生しろ。

クロック発生器に所属する比較器はその補助電圧を、人
力電圧に接絖されている分圧器から得ることができろ。

他方において補助電圧源をパルス整形器の直列回路のコ
ンデンサによって形成しても特に有利である。

スイッチングレギュレータの有利な使用において負荷は
ペルチェ効果素子であり、また一定に保持すべき調整量
はペルチェ効果素子によって冷却可能な物体の温度であ
る。その際ペルチェ効果素子の一定の負荷抵抗において
電圧領域は値零から跳躍個所なしに連続的にカバーする
ことができるという特別な利点が生じる。

伝送媒体として光導波体を使用する通信伝送装置に対す
る送信機においては、レーヂダイオードをペルチェ効果
素子を用いて冷却しかつ検出器としてサーミスタを含ん
でいろ調整装置を介して一定の温度に保持することが必
要である。

装置の出来るだけ高い全効率を得るために、ペルチェ効
果素子は有利には調整区間としてのスイソチングレギュ
レータによって給電される。

ペルチェ効果素子は、必要な冷却作用に相応して最大値
と零との間で連綬的に変化可能な給電電圧が供給されな
ければならない一定の負荷抵抗である。

スイッチングレギュレータは有利には、ペノレチェ効果
素子における電力送出が僅かなときにも申し分なく動作
する。従ってペノレチェ効果素子の給電に対して周知の
ように効率の悪い直線性のトランジスタレギュレー夕を
使甲する必要はない。

実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用（・て詳細に
説明する。

第１図に図示のスイッチングレギュレータにおいて、入
力側に蓄積コンデンサ１が接紗されている。入力側のフ
０ラス極は直接出力側のアースされたプラス極に接紛さ
れている。入力側のマイナス極は電界効果トランジスタ
１７のドレインーノース問およびチョーク１９を介１〜
で出力側のマイナス極に導かれていろ。

出力側にはフィルタコンデンサ２０およびこれに並列に
負荷抵抗としてペルチェ効果素子２１が接紛されている
。電界効果トランジスタとチョーク１９との接紗点は、
順方向に極性伺けられているフライホイールダイオード
１８を介してアースに接絖されている。

電界効果トランジスタ１７の制御電極はドライバ回路１
６ＶＣ接続されている。ドライバ回路１６の入力側は比
較器８の出方側に接絖されている。

比較滞８はマイナス入方側において比較電圧ＵＤが印加
され、プラス入方側において調整電圧ＵＲが印加される
。

比較電圧ＵＤ１は、矩形波発生器２のプッシュフ０ル出
力側に接続されたＲＣ装置を用いて取出される。このＲ
Ｃ装置は、抵抗３と、抵抗４およびコンデンサ５がら成
る並列接絣とフンデンザ６とから成る直列回路である。

比較電圧ＵＤ１は、抵抗３と並列接続４，５との接綬点
がら調整変換器である比較器８のマイナス入方側に導か
れている。

１季開％ｆ６Ｌｌ−？７６ｔｉ７ｋ４ノ調整器電圧ＵＲ
は、差動増幅器１１の出カ側から抵抗９を介して比較器
８のプラス入力側に達する。比較器８は開放フレクタ出
力側を有する。

差動増幅器１１は、負帰還演算増幅器である。

負帰還抵抗１０は出力側とマイナス入力側との間に配置
されている。差動増幅器１１のマイナス入力側は、抵抗
１２および１３から成り、入力電圧Ｕ１に接絖されてい
る分圧器のタンプに接絞されている。差動増幅器１１の
プラス入力側は、入力電圧Ｕ１に接紗された温度検出器
１４および抵抗１５から成る分圧器のタップに接紗され
ている。温度検出器１４は、負の温度係数を有する抵抗
である。

矩形波発生器２、調整変換器８、調整比較器１１および
ドライバ回路１６は給電電圧端子がそれぞれ人力゛亀圧
ＵＩｖｃ接続されていろ。調整変換器８、調整比較器１
１およびドライバ回路１６に対する基準電位としてそれ
ぞれ入力電圧Ｕ１のマイナス端子が用いられる。

ドライバ回路１６として例えばＣＭＯｌ３技術における
バッファ・モジュールが用いられる。

比較器８は出力側において、マイナス電位に対して高抵
抗状態ないしＨＩＧＨまたは低抵抗状態ないしＬＯＷを
とる。

矩形波発生器２は、オンオフ比が約１：１である矩形電
圧を発生する。

パルス休止期間の間、負の電位ないしＬＯＷは抵抗７お
よびドライバ回路１６を介して電界効果トランジスタ１
７に達し、その結果電界効果トランジスタは遮断されて
いる。

正（７）ハ／ｌ／スの開始時において、抵抗７およびド
ライバ回路１６を介して投入接続電位が電界効果トラン
ジスタ１７の制御電極に達する。

比較器８の出力側は最初高抵抗である。比較４１２Ｊｆ
ＵＤＩが調整器電圧ＵＲ１を上回ると、比較器８の出力
側にマイナス電位が現われる。作動抵抗７ＶＣおいて電
位が降下し、マイナス電位はドライバ回路１６な介して
電界効果トランジスタ１７ｖＣ達し、このトランジスタ
を遮断する。

第１図のスイッチングレギュレータないし直列制御形変
換器において、出力電圧Ｕ２を連紗的に低減することが
できる。その際温度調整用のこのスイッチングレギュレ
ータにはペルチェ効果素子が設けられている。

このスイッチングレギュレータにおいてＲＣ並列回路４
，５を橋絡すると、比較電圧として第６図に図示の６角
波電圧が生じろ。

第ろ図は、調整変換器として用いられる比較器８の入力
電圧を示す。温度調整器として用いられる差動増幅器１
１から発生される増幅さｈた調整偏差ないし調整器電圧
ＵＲ’ｒは、作動領域Ａ１内において変化する可能性が
あり、従って比較器８におけるろ角波電圧ＵＤ〕の振幅
を完全にカバーし、その結果残りの制御回路と一緒に零
と衝撃係数０．５において生じろｌ／２の人力電圧Ｕ１
との間の出力電圧Ｕ２のフーｆ？ｉＬ圧値が完全に可能
である。しかし調整器電圧ＵＲ］が所定の同じ変化をす
る場合衝撃係数が小さい場合動作点ａ１において、衝撃
係数が大きい場合に相応の動作点ｂ１におけろより百分
率で著しく大きな変化が惹起される。その結果、差動増
幅；愕１１の増幅度が大きな冷却電カにおいて必要なη
ｊ度に相応して決められたとき、冷却電カが僅かな場合
不安定になる。

調整器電圧ＵＲ１が３角波電圧ＵＤ１の領域に下から入
ってくるとき、比較器８は動作し始めかつ抵抗γおよび
ドライバ回路１６を介して電界効果トランジスタ１７を
遮断する作用を行なう。

そのスイッチング時間は例えば約０．４μｓである。即
ち例えばｉＱＱＫＨＺの動作同波数および９ｖの入力電
圧において、ペルチェ効果素子２１における電圧が衝撃
的に零から約０．３５Ｖに跳躍することを意味する。僅
がな電カしが必要ないとき、大きな熱的時定数に相応す
る周期接続時間を有する間けっ作動に調整される。この
時間は例えば秒範囲に調整することができる。調整器電
圧は相応の周波数で振動する。というのは測定された温
度も連絖的に変動を有するがらである。ヒステリシスの
形に基いて、まず必要付闇口ｄｂυ−（（ＩＪｂ（（Ｏ
ノ な冷却電力の著しい上昇により再び安定した作動が生じ
る。

第１図に図示の、ＲＣ並列回路４，５を有するスイッチ
ングレギュレータにおいては著しく大きな感度は衝撃係
数が小さい場合比較器８における比軸電圧の非直線経過
によって抑圧さＡ１る。第４図の非直線性の比較電圧Ｕ
Ｄ２は、不変の殆んど直線性の電圧変化が生じる積分コ
ンデンサ６と小さな時定数のＲＣ素子４，５との直列回
路によって達成される。

抵抗３は、コンデンサ５および６に対ずる充電抵抗とし
て用いられる。まず比較的小さな時定数を有するコンデ
ンサ５が、ＲＣ素子３，５の時定数によって定められて
、充電さｈ７）。比穀電圧ＵＤ２の経過にＲＣ素子３，
４．６の時定数が作用する。この時定数は殊に、ＲＣ素
子３，５の比較的小さな時定数より約２０倍以上太き（
・。抵抗３および４の比が、分圧比を定め、そこからコ
ンデンサ５Ｋおける電圧の振幅が生じる。

全体の電圧ないし非直線の比較電圧ＵＤ２により、作動
領域全体Ａ２Ｋおける安定の際に必要とされる精度を保
証する差動増幅器１１の増幅度の最適化が可能になる。

第２図のスイッチングレギュレータないし直列制御形変
換器は第１図のものに大体相応している。第２図では第
１図の抵抗７に代わって入力゛亀圧ＵＥのプラス極とド
ライバ回路１６の入力側との間にある抵抗２３が設けら
れている。

更に比較器８に対して付加的に、付加的な比較器２２が
設けられている。この付加比較器はマイナス側がＲＣ並
列回路とコンデンサ６との接紗点に接絖されている。比
較器２２のプラス入力側は、矩形パルス発生器２の出力
側に接絖されている。

比較器２２のマイナス入力側に、平均値を中心に変動す
るコンデンサ６の電圧が印加される。

この電圧の使用により、補助電圧の発生のための分圧器
を省略することができるようになる。

２つの比較器８および２２はその給電電圧入力側が入力
電圧Ｕ，，Ｋ接ださ１ｔていろ。２つの比較器８および
２２は開放フレクタ出力側を有する。比較器の出力側の
並列回路は直接ドライバ回路１６の入力側に接絖されて
＼・る１）第１図の回路において電界効果形パワートラ
ンジスタ１７の導通制御は直接クロソク発生器として用
いられる矩形波発生器によって抵抗７およびドライバ回
路１６を介して行なわれ、これに対して遮断は比較器８
を介して行なわれるが、第２図のスイッチングレギュレ
ー夕において導通接紛ぱ抵抗２３および付加的な比較黙
２２を介して行なわれる。２つの比較器８および２２は
有利には、同一チップの構成部分である四積回路である
。

比較器８および２２は、出力側においてマイナス電位に
対して高抵抗状態ないしＨＩＧＨまたは低抵抗状態ない
しＬＯＷを有する。２つの比較器８および２２が出力側
｛（おいて高抵抗であれば、抵抗２３およびドライバ回
路１６を介ｌ〜て導通接絖電位が電界効果トランジスタ
１７の制御゛Ｉ［９極に達する。２つの比較器８および
２２の−方の出力側がマイナス電位に対して低抵抗であ
Ａシは、ドライバ回路１６を介して遮断電位が電界効果
トランジスタ１７に達する。

スイッチングレギュレータの遮断時相の間、即ち矩形波
発生器２の出力側におけるパルス休Ｉ１・．期間中比較
器２２はその出力側において遮断電位ＬＯＷを送出ずる
。矩形波発生盟２の出力側における正の矩形パルスの開
始時期において比較腑２２ぱ状態ＬＯＷから状態ＨＩＧ
Ｈに切換ねりかつ電界効果トランジスタを導ｉＭ制御す
る。このｌ・ランジスクは、比咬藷８のマイナス入力側
における比較電圧ＵＤ２が調整器電圧ＵＲ２の値に上昇
するまでの間導通状態を維持し、その結果比較器８の出
力側は状態ＬＯＷに移行しかつ電界効果トランジスタを
遮断する。

第４図から明らかなように、比較電圧は−そのＩｄ犬値
から始まって一第１の半周期の第１の１／３においてま
ず急峻に上昇しかつそれから僅かな傾斜を有ずろほぼ直
線状の経過に移行する。

付聞口ｄｂυ一（（００（（０ノ 第２の半同期は第１の１／３の部分Ｑておける急峻な下
降によって始まり、それから比較的小さな負の傾きを有
する直線領域に移行する。第１の半周期の持絖時間は、
電子スイッチの最犬導通接紗持絖時間ｔに等しい。導通
接紗持綬ｏｎｍａｘ 時間の百分率変化△ｔ／ｔｏｎは動作点ａおよびｂに対
してほぼ同じ大きさである。

調整器゛亀圧が下方から第４図に図示の変形したろ角波
状電圧ＵＤ２の領域に入ると、矩形波発生器２の出力側
のＬＯＷからＨＩＧＨへの移行の際同時に比較器２２の
出力側のＬＯＷから１４１ＧＨへの移行および比較器８
の出力側のＨＩＧ｝ＩからＬＯＷへの移行が始まる。

比較器２２の、ＬＯＷかもＨＩＧＨへの受動的な移行は
必然的に比較器８の、ＨＩＧＨから１，ＯＶ／への能動
的な移行より多少緩慢に経過する、、これにより外部の
構成部分の伺加的な許容偏差に依存しない、構成部分自
体にお（フろ補償が行なわれる。

従って第２図に図示のスイツヂングレギュレ一クによっ
て、ペルチェ効果素子における跳躍個所のない、値零か
ら出発した連続的な電力送出が可能になる。

ベルチェ効果素子を用いて、レーずダイオードを支持す
る物体が冷却される。冷却される物体の温度は湿度に依
存する抵抗１４を用いて測定される。冷却すべき物体の
温度が上昇すると、抵抗１４の値が小さくなりかつ差動
増幅器１１のプラス入力側には正の値の方向へずれた電
位が供給される。負帰還抵抗１０はマイナス入力側にお
ける電位を同様正の電圧の方向に幾分か高める。比較′
ａ８のプラス入力側における電位は同じく正の方向にず
れるので、その結果比較電圧ＵＤ２がその時間経過にお
いて調整器電圧ＩＪＲ２の値に増加しかつ比較器８をし
てスイッチングトランジスタ１７を遮断するに至るまで
一層多くの時間がか一ろ。

ペルチェ効果素子２１は、電力が温度に依存して制御さ
わる一定の負荷抵抗である。スイッチングレギュレータ
の別の用途において換気装置モークの回転数が温度によ
って制御さｈ．または駆動の目的のため用いられろ直流
モータのトルクがモータによって運動する糸の引張り応
力に依存して制御されるかまたはランプの輝度カ；調整
される。

切換手段２，８．２２．１１および１６として例えば次
の集積回路が使用される： 矩形波発生器２：ＴＤＢ０５５５； 比較器８：”（ＬＭ３９３ 比較器２２ 差動増幅器１１：１／２ＬＭ３５８ ドライバ回路１６：４０５０Ｂ パルス整形器２・・・６は例えば次のように選定されて
いる． 抵抗３：４，３ｋΩ ｔｔ４：１，ＢｋΩ コンデンサ５：１５０ｐＦ 〃６：ろ，ろｎＦ 発明の効果 本発明により調整変換器に非直線性の比較電圧を与える
ことによって動作点がレギュレー夕の作用に対して及ぼ
す影響が補償されろ。

【図面の簡単な説明】

第１図は、負荷抵抗としてのペルチェ効果素−ｒ−およ
び非直線性の叱゛較電圧を発生するための装置な有する
スイッチングレギュレータの回路略図であり、第２図は
第１図のスイッチングレギュレータを基礎としているが
付加的な比較器を含んでいるスイッチングレギュレータ
の回路略図であり、第６図は第１図のスイッチングレギ
ュレータに対して、比較器およびスイッチングトランジ
スタに加わる電圧経過を示す波形図であり、こ＼では時
間的に非直線性の比較電圧を発生するための装置のない
場合について示し、第４図は第２図のスイッチングレギ
ュレー夕ニ対する比較器およびスイッチングトランジス
タに加わる電圧経過を示す波形図である。 ２・・・矩形波発生器、３〜６・パルス整形器、７−・
・抵抗、８，１１．１２・・比較器、１４・・・温度検
出器、１６・・ドライバ回路、１７・・電界効’＋７１
用′口ｕｕｔｔｕｕｒ＼ｌノ 果トランジスタ、２１ペルチェ効果素子代理人弁理士矢
野敏雄● （ほか１名）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．電子スイッチ（１６．１７）と、入方側に実際値に
   依存する量および目標値が供給される差動増幅器（１１
   ）と、入方何が前記差動増幅器（１１）の出カ側および
   比較量発生器の出力側に接絖されてぃる比゛較器（８）
   とを備え、その際前記比較量発生器が前以って決められ
   た時間経過を有する周期的な比較量を送出しかつ前記電
   子スイッｆ（１６．１７）がクロック発生器（２）を用
   いて前以って決められた投入時期において周期的に投入
   接絖可能でありかつ前記比較器（８）を用いて決められ
   る時期にその都度遮断可能であるスイッチングレギュレ
   ータにおいで 比較電圧発生器は、比較電圧（ＵＤ）の時間的変化が投
   入接絖時期に後続する時間区分ｅこおいて減少するよう
   な、比較電圧（ＵＤ）の非直線性の時間経過を発生する
   ためのパルス整形器を含んでいることを特徴とするスイ
   ノチンダレギュレーク。 ２．比較計発生器は、パルス整形器が接絞されている矩
   形波発生器（２）から成る特許請求の範囲第１項記載の
   スイッチングレギュレータ。 ３パルス整形器は、抵抗（３）と、ＲＣ並列回路（４．
   ５）と、別のコンデンサ（６）とから成る直列回路を含
   んでいる特許請求の範囲第２項記載のスイッチングレギ
   ュレー夕。 ４矩形波発生器（２）の出力側は、減結合抵抗（７）お
   よび比較器（８）の、開放コレクク出力端として構成さ
   れている出力＋１！＋１を介して直接電子スイッチ（１
   ６．１７）の入力側に導かれていろ特許請求の範囲第２
   項記載のスイッチングレギュレータ。 ５，クロツク発生器は、電子スイッチ（１６．１７）の
   同期的な投入接縛のため比較器（２２）を含んでおり、
   該比較器の入力側は矩形波允生器（２）および補助電圧
   源に接紗されている特許請求の範囲第２項から第４項ま
   でのいづれか１項記載のスイッチングレギュレー夕。 ６．補助電圧源は、パルス整形器の直列回路のコンデン
   サ（６）によって形成されている特許請求の範囲第５項
   記載のスイッチングレギュレータ。 ７負荷はベルチェ効果素子（２１）でありかつ一定に保
   持すべき調整量がペルチェ効果素子（２１）によって冷
   却可能な物体の温度である特許請求の範囲第１項がら第
   ６項までのいづれか１項記載のスイッチングレギュレー
   タ。