JPS6078360A - 対地不平衡減衰量試験回路 - Google Patents
対地不平衡減衰量試験回路Info
- Publication number
- JPS6078360A JPS6078360A JP58186639A JP18663983A JPS6078360A JP S6078360 A JPS6078360 A JP S6078360A JP 58186639 A JP58186639 A JP 58186639A JP 18663983 A JP18663983 A JP 18663983A JP S6078360 A JPS6078360 A JP S6078360A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- power supply
- test
- operational amplifier
- supply circuit
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- Pending
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（１）発明の技術分野
本発明は電話局からの加入者線に発生する不平衡減衰量
を、試験用電圧発生器を特に設けることなく、電話局内
に設けられた電子回路により発生させて、試験を行う対
地不平衡減衰量試験回路に関する。
を、試験用電圧発生器を特に設けることなく、電話局内
に設けられた電子回路により発生させて、試験を行う対
地不平衡減衰量試験回路に関する。
（２）技術の背景
交換機に接続されている２線の加入者に直流電流を供給
する給電回路は、直流電源よりチョークを介して給電す
る方法では小型化することが困難であり、また加入者線
のインピーダンスが小ざくなると給電電流が非常に大き
くなる欠点がある。
する給電回路は、直流電源よりチョークを介して給電す
る方法では小型化することが困難であり、また加入者線
のインピーダンスが小ざくなると給電電流が非常に大き
くなる欠点がある。
そのため小型化できると共に加入者線のインピーダンス
が或程度小さくなると給電電流を一定にする直流帰還回
路を有する電子式給電回路が用いられるようになった。
が或程度小さくなると給電電流を一定にする直流帰還回
路を有する電子式給電回路が用いられるようになった。
（３）従来技術と問題点
第１図に示す従来の加入者線直流電流給電回路のブロッ
ク図において、直流電流を加入者電話機へ供給する給電
回路（１１は、また４ＲＷからの交流信号を伝達する機
能も有する。差動増幅回路（２）でチップ線・リング線
間の電位差を検出し、直流帰還回路（５）、交流帰還回
路（６）を通し給電回路へ帰還をかけて、直流インピー
ダンス、交流インピーダンスを決めている。＋３） １
４）はそれぞれＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器で、（１０）はデ
ィジタルシグナルプロセソサである。点線内はすべてデ
ィジタル処理を行う。（９）の廻り込み抑圧回路は４Ｗ
Ｒから人力された交流信号を４． Ｗ Ｓへ廻り込ませ
ないための抑圧回路である。また電力線からの誘導によ
る２線の加入者線に交流同相電流が入り込んで来ること
がある。
ク図において、直流電流を加入者電話機へ供給する給電
回路（１１は、また４ＲＷからの交流信号を伝達する機
能も有する。差動増幅回路（２）でチップ線・リング線
間の電位差を検出し、直流帰還回路（５）、交流帰還回
路（６）を通し給電回路へ帰還をかけて、直流インピー
ダンス、交流インピーダンスを決めている。＋３） １
４）はそれぞれＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器で、（１０）はデ
ィジタルシグナルプロセソサである。点線内はすべてデ
ィジタル処理を行う。（９）の廻り込み抑圧回路は４Ｗ
Ｒから人力された交流信号を４． Ｗ Ｓへ廻り込ませ
ないための抑圧回路である。また電力線からの誘導によ
る２線の加入者線に交流同相電流が入り込んで来ること
がある。
このような場合給電回路の同相電流に対するインピーダ
ンスが高いと（交流同相電流）×（高インピーダンス）
となり、直流給電回路に高電圧が発生し、内部回路を破
壊することがある。このため２線の加入者線の各々の線
間から直流電位にＭ畳した交流同相電位を検出し、加入
者線の各々の給電回路へ帰還をかけ、同相電流に対する
インピーダンスを低くしている。この機能は給電回路（
１）内にある。第２図には給電回路（１）の出力部分を
詳細に示す。第２図において、ＡＴ、ＡＲはそれぞれ演
算増幅回路、Ｂは抑圧制御回路、Ｔ Ｅ Ｌは電話機、
ＴＴＰ、ＲＴＮＧはそれぞれ電話截置につながる２線で
通話直流電流などを供給する。
ンスが高いと（交流同相電流）×（高インピーダンス）
となり、直流給電回路に高電圧が発生し、内部回路を破
壊することがある。このため２線の加入者線の各々の線
間から直流電位にＭ畳した交流同相電位を検出し、加入
者線の各々の給電回路へ帰還をかけ、同相電流に対する
インピーダンスを低くしている。この機能は給電回路（
１）内にある。第２図には給電回路（１）の出力部分を
詳細に示す。第２図において、ＡＴ、ＡＲはそれぞれ演
算増幅回路、Ｂは抑圧制御回路、Ｔ Ｅ Ｌは電話機、
ＴＴＰ、ＲＴＮＧはそれぞれ電話截置につながる２線で
通話直流電流などを供給する。
Ｒ１〜Ｒ］４．Ｒａ、Ｒｂは抵抗素子、○Ｐ１〜ＯＰ３
は演算増幅器を示す。直流電源は一２４Ｖの場合である
。破線で囲む演算増幅回路ＡＴ、ＡＲはＶｉｎ＝ １
、 Ｖｉｎ −２の電圧に応じて電話截置に直流電流を
流す給電回路で、回路ＡＴが電流を流す方とすれば、回
路ＡＲは電流を吸い込む方になるようにＶｉｎＬＶｉｎ
−２の電圧が一２４Ｖを中心にプラス、マイナスとした
直流電圧が入力される。即ちＶｉｎ−１が−２４Ｖ＋Ｖ
ａである時、Ｖｉｎ−２は一２４Ｖ−Ｖａとなる。
は演算増幅器を示す。直流電源は一２４Ｖの場合である
。破線で囲む演算増幅回路ＡＴ、ＡＲはＶｉｎ＝ １
、 Ｖｉｎ −２の電圧に応じて電話截置に直流電流を
流す給電回路で、回路ＡＴが電流を流す方とすれば、回
路ＡＲは電流を吸い込む方になるようにＶｉｎＬＶｉｎ
−２の電圧が一２４Ｖを中心にプラス、マイナスとした
直流電圧が入力される。即ちＶｉｎ−１が−２４Ｖ＋Ｖ
ａである時、Ｖｉｎ−２は一２４Ｖ−Ｖａとなる。
抑圧制御回路Ｂの抵抗１３．１４はそれぞれ高抵抗で同
一抵抗値を有する。従って抵抗１３．１４の接続点でＴ
ＩＰ、ＲＩＮＣ，間の中間電位を検出する。
一抵抗値を有する。従って抵抗１３．１４の接続点でＴ
ＩＰ、ＲＩＮＣ，間の中間電位を検出する。
今ＴＩＰ、ＲＩＮＧ線に例えば電力線などの誘導による
交流同相電位ｖｂがそれぞれ乗っていると、抵抗Ｒ１３
，抵抗Ｒ１４の接続点の電位は一２４Ｖ＋ｖｂとなる。
交流同相電位ｖｂがそれぞれ乗っていると、抵抗Ｒ１３
，抵抗Ｒ１４の接続点の電位は一２４Ｖ＋ｖｂとなる。
演算増幅器○Ｐ３ではこの電圧と一２４ｖとの差即ちｖ
ｂをめ（］＋Ｒａ／Ｒｂ）倍して演算増幅回路ＡＴ、Ａ
Ｒ−＼帰還し、ＴＩＰ、ＲＩＮＧ線側から見たインピー
ダンスを低下させ、交流同相電流を抑圧している。帰還
をかけて抑圧する量は抵抗Ｒａ、Ｒｂ及び演算増幅回路
ＡＴ、ＡＲの利得量によって決定される。従って演算増
幅回路ＡＴ、ＡＲの利得量がアンバランスであると抑圧
量が違ってくるためにＴＴＰ、ＲＩＮＣ線より見たイン
ピーダンスに差が生し、交流同相電流の電位差が生じる
。この電位差は交換機などより電話截置に音声電流を伝
達する場合、電話截置よりの音声電流を交換機などに伝
達する場合の雑音となる。前記電位差電圧と交流同相電
圧ｖｂとの比を対地不平衡減衰量と呼ぶ。
ｂをめ（］＋Ｒａ／Ｒｂ）倍して演算増幅回路ＡＴ、Ａ
Ｒ−＼帰還し、ＴＩＰ、ＲＩＮＧ線側から見たインピー
ダンスを低下させ、交流同相電流を抑圧している。帰還
をかけて抑圧する量は抵抗Ｒａ、Ｒｂ及び演算増幅回路
ＡＴ、ＡＲの利得量によって決定される。従って演算増
幅回路ＡＴ、ＡＲの利得量がアンバランスであると抑圧
量が違ってくるためにＴＴＰ、ＲＩＮＣ線より見たイン
ピーダンスに差が生し、交流同相電流の電位差が生じる
。この電位差は交換機などより電話截置に音声電流を伝
達する場合、電話截置よりの音声電流を交換機などに伝
達する場合の雑音となる。前記電位差電圧と交流同相電
圧ｖｂとの比を対地不平衡減衰量と呼ぶ。
従来回路ではアンバランスが生した場合演算増幅器ＯＰ
３から演算増幅回路ＡＴ、ＡＲへの抵抗素子Ｒ２または
Ｒ８を可変して調整を行って不平衡減衰量を改善してい
る。また演算増幅器ＯＰＩ、ＯＦ２のオープンループ利
得特性に差があり、高周波域において不平衡減衰量が劣
化している場合はＲ２またはＲ８に並列にコンシラを追
加して調整している。しかしこの方法では一度調整し固
定するとその後の温度変動、経年による素子値の変化で
不平衡減衰量が劣化するという欠点があった。
３から演算増幅回路ＡＴ、ＡＲへの抵抗素子Ｒ２または
Ｒ８を可変して調整を行って不平衡減衰量を改善してい
る。また演算増幅器ＯＰＩ、ＯＦ２のオープンループ利
得特性に差があり、高周波域において不平衡減衰量が劣
化している場合はＲ２またはＲ８に並列にコンシラを追
加して調整している。しかしこの方法では一度調整し固
定するとその後の温度変動、経年による素子値の変化で
不平衡減衰量が劣化するという欠点があった。
そのため、第３図に示すようにチップ線・リング線の給
電回路側に同相電位を与えるための電位源（２７）を接
続し、電位検出回路を（１２） （１３）と２組設けて
電位差を検出することが、本発明の発明者によって提案
されている６Ａ／Ｄ変換の後端子ｔＮＧ例の電位につい
て高域フィルタ（１９）利得可変回路（２０）周波数特
性可変回路（２１）を経たものをＴＩＰ側電位き引算し
、その差が零になるように可変回路を制御している。こ
の手段では自動調整が可能であるが、同相電圧発生器（
２７）を外付けすることが必要であり、調整が終わると
取り外すという手間が要る欠点があった。
電回路側に同相電位を与えるための電位源（２７）を接
続し、電位検出回路を（１２） （１３）と２組設けて
電位差を検出することが、本発明の発明者によって提案
されている６Ａ／Ｄ変換の後端子ｔＮＧ例の電位につい
て高域フィルタ（１９）利得可変回路（２０）周波数特
性可変回路（２１）を経たものをＴＩＰ側電位き引算し
、その差が零になるように可変回路を制御している。こ
の手段では自動調整が可能であるが、同相電圧発生器（
２７）を外付けすることが必要であり、調整が終わると
取り外すという手間が要る欠点があった。
（４）発明の目的
本発明の目的は前述の欠点を改善し、同相電圧発生器を
格別外付は使用することなく、内蔵する信号源の信号を
利用し、試験用電圧を得るようにした対地不平衡減衰量
試験回路を提供することにある。
格別外付は使用することなく、内蔵する信号源の信号を
利用し、試験用電圧を得るようにした対地不平衡減衰量
試験回路を提供することにある。
（５）発明の構成
前述の目的を達成するための本発明の構成は、加入者電
話機へ電子式給電回路からチップ線・リング線により直
流電流を供給するとき、チップ線・リング線の給電回路
ｔ１１．！ｌ端子における交流同相電流に起因した対地
不平衡減衰量を平衡化するため、前記各端子に電位検出
回路を接続している対地不平衡減衰量試験回路において
、前記チップ線・リング線の給電側端子から同相電位を
給電回路側に帰還する経路中に設けた演算増幅器と、前
記給電回路中の信号処理回路内に設けた試験用電圧源と
を具備し、該電圧源出力を前記演算増幅器の入力端子と
接続したことである。
話機へ電子式給電回路からチップ線・リング線により直
流電流を供給するとき、チップ線・リング線の給電回路
ｔ１１．！ｌ端子における交流同相電流に起因した対地
不平衡減衰量を平衡化するため、前記各端子に電位検出
回路を接続している対地不平衡減衰量試験回路において
、前記チップ線・リング線の給電側端子から同相電位を
給電回路側に帰還する経路中に設けた演算増幅器と、前
記給電回路中の信号処理回路内に設けた試験用電圧源と
を具備し、該電圧源出力を前記演算増幅器の入力端子と
接続したことである。
（６）発明の実施例
第４図は本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
即ち第２図・第３図について改善し、第２図におりる端
子ＴＩＰ・ＲＩＮＧから、給電回路への同相電位の帰還
回路中に演算増幅器ＯＲ３以外にもう１組の演算増幅器
ＯＰ４を接続する。
子ＴＩＰ・ＲＩＮＧから、給電回路への同相電位の帰還
回路中に演算増幅器ＯＲ３以外にもう１組の演算増幅器
ＯＰ４を接続する。
演算増幅器ＯＰ４の子端子は帰還信号の入力端子、一端
子は試験電圧の入力端子、出力は抵抗Ｒ２゜Ｒ８の接続
点に印加する。ディジタルシグナルブロセソザとして第
３図（１７）に示す部分に試験用として規格周波数のも
のを送出できる発生器ＯＳＣを設け、実際にはディジタ
ル信号を発生する。
子は試験電圧の入力端子、出力は抵抗Ｒ２゜Ｒ８の接続
点に印加する。ディジタルシグナルブロセソザとして第
３図（１７）に示す部分に試験用として規格周波数のも
のを送出できる発生器ＯＳＣを設け、実際にはディジタ
ル信号を発生する。
そしてディジタル・アナログ変換器Ｄ／へによりアナロ
グ信号としてから、前述の演算増幅器ＯＰ４に入力させ
る。コンデンサＣａは直流電流を遮断するため使用する
。演算増幅器ＯＰ４の出力は／Ｊｆ算増幅器ＯＰ１．Ｏ
Ｐ２により増幅され、端子ＴＩＰ、ＲＩＮＧに同相交流
電圧が出力される。
グ信号としてから、前述の演算増幅器ＯＰ４に入力させ
る。コンデンサＣａは直流電流を遮断するため使用する
。演算増幅器ＯＰ４の出力は／Ｊｆ算増幅器ＯＰ１．Ｏ
Ｐ２により増幅され、端子ＴＩＰ、ＲＩＮＧに同相交流
電圧が出力される。
この交流同相電圧は抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を経て演算増幅
器０．Ｒ３に帰還される。このことは端子ＴＩＰ。
器０．Ｒ３に帰還される。このことは端子ＴＩＰ。
ＲＩＮＧに対し別に設けた同相電圧発生器から入力した
場合と等価になる。そこで同相電圧検出器（１２） （
１３）を使用して検出動作を行い、第３図と同様に不平
衡減衰量について調整できる。
場合と等価になる。そこで同相電圧検出器（１２） （
１３）を使用して検出動作を行い、第３図と同様に不平
衡減衰量について調整できる。
試験信号を必要としないときは、発生器ＯＳＣ出力を遮
断しておく。
断しておく。
（７）発明の効果
このようにして本発明によると、試験用信号源を外部か
ら特に接続することなく、試験が可能となるので、試験
がやり易く、試験に要する時間も短縮できる効果を有す
る。
ら特に接続することなく、試験が可能となるので、試験
がやり易く、試験に要する時間も短縮できる効果を有す
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の加入者線直流電流給電回路のブロック図
、 第２図は第１図の給電回路の出力部分を示す図、第３図
は提案された同相電圧発生器使用の対地不平衡減衰量を
調整する回路構成図、 第４図は本発明の一実施例の構成を示す図である。 （］ ） （１１）−給電回路 （２） （２５）−−差動増幅回路 （５） （２５） −一直流帰還回路 （６） （２３） 交流帰還回路 （１０）−信号処理回路 （＋２） （１３） −電位検出回路 ○Ｐ１〜０Ｐ４−演算増幅器 Ｃ） Ｓ ｃ−一試験用電圧源 特許出願人 富士通株式会社 代理人 弁理士 鈴木栄祐
、 第２図は第１図の給電回路の出力部分を示す図、第３図
は提案された同相電圧発生器使用の対地不平衡減衰量を
調整する回路構成図、 第４図は本発明の一実施例の構成を示す図である。 （］ ） （１１）−給電回路 （２） （２５）−−差動増幅回路 （５） （２５） −一直流帰還回路 （６） （２３） 交流帰還回路 （１０）−信号処理回路 （＋２） （１３） −電位検出回路 ○Ｐ１〜０Ｐ４−演算増幅器 Ｃ） Ｓ ｃ−一試験用電圧源 特許出願人 富士通株式会社 代理人 弁理士 鈴木栄祐
Claims (1)
- 加入者電話機へ電子式給電回路からチップ線・リング線
により直流電流を供給するとき、チップ線・リング線の
給電回路側端子における交流同相電流に起因した対地不
平衡減衰量を平衡化するた他事平衡減衰量試験回路ぶ−
おいて、前記チップ線・リング線の給電側端子から同相
電位を給電回路側に帰還する経路中に設けた？、、＠算
増幅算出幅器記給電回路中の信号処理回路内に設けた試
験用電圧源とを具備し１、該電圧源出力を前記演算増幅
器の入力端子と接続したことを特徴とする対地不平衡減
衰■試験回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186639A JPS6078360A (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 対地不平衡減衰量試験回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186639A JPS6078360A (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 対地不平衡減衰量試験回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6078360A true JPS6078360A (ja) | 1985-05-04 |
Family
ID=16192103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58186639A Pending JPS6078360A (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 対地不平衡減衰量試験回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6078360A (ja) |
-
1983
- 1983-10-05 JP JP58186639A patent/JPS6078360A/ja active Pending
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