JPS6082086A - ブラシレス直流モ−タの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 し産業上の利用分野〕 本発明は、ロータの位置検出用素子を不要としたフラジ
レス直流モータの駆動回路に関する。

〔背景技術とその問題点〕

従来、ブラシ付き直流モータは、ブラシと整流子による
機械的スイッチにより転流を行なっており、この機械的
スイッチの断続により発生する火花放電のノイズが周辺
の電子回路に悪影響を与えるとさがある。また、この火
花放電の繰り返しにより、ブラシの摩耗や整流子の損傷
を招き、モータの寿命を低下させる原因となる。

一方、ブラシレス直流モータは、上記機械的スイッチを
トランジスタ等の半導体スイッチに置き換えており、ブ
ラシ付き直流モータの有する欠点が解消されている。

ところが、フラジレス直流モータでは、界磁用磁石であ
るロータの位置を検出し、ステークを構成する電機子コ
イルへの通電モードを順次切り換える必要がある。

ところで、このようにフラジレス直流モータにホール素
子等の位置検出用素子を用いることは、コストを増大さ
せたり、組付けや配線の工数を増してしまうという欠点
がある。また１位置検出用素子を配することにより、電
機子のコイル容積が制限を受けることがあったり、モー
タを小型化できないという欠点がある。

そこで、ロータの位置を検出するために配されるホール
素子等の位置検出用素子の個数を減らしたり、または廃
止する試みが以前からなされている。たとえば、３相の
ブラシレス直流モータにおいて、１つの位置検出用素子
により２つのコイルの通電を制御したり、２つの位置検
出用素子を用いこれらの検出用素子の出力の和により３
相目を合成したりすることが行なわれている。また、休
止中の２つのコイルに誘起される逆起電力を検出して、
つぎの通電を決定する３相の片方向通電におけるセンサ
レス等が知られている。

しかし、片方向通電ではモータの外形形状の大きさに対
する出力比が小さく、またトルクリップが太きいという
欠点がある。また、２つの位置検出用素子を用いる上述
の制御では、２つの検出用素子の感度をそろえる必要が
あることや、検出される磁束形状に制約があるきいう欠
点がある。

このように、従来のブラシレス直流モータでは、ロータ
の位置検出用素子を用いるために、モータを小型化でき
なかったり、コ刈・がアップし、才た組付けや配線の工
数を増やしてしまうという間モータ形状の大きさに対す
る出力比が小さいという問題点がある。

〔発明の目的〕

そこで、本発明はこのような実情に錨み提案されたもの
であり、両方向通電においてもロータの位置検出用素子
が不要であり、組伺けや配線の工数を減らずことができ
、有効スペースの向上により電機子のコイル容積が制限
されることがなく、外形形状の大きさに対する出力比が
大きく、超小型化の可能な、しかもコストを削減できる
ブラシレス直流モータの駆動回路を提供することを目的
とする。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために本発明のブラシレス直流モー
タの駆動回路は、電機子コイルに直列ｌこ接続された第
１の抵抗と、上記電機子コイルと第１の抵抗とに対して
直列接続された＠２．第３の抵抗を並列に接続するとと
もに高域補正用リアククンス素子を設けたブリッジ回路
を各相の電機子コイルに対してそれぞれ形成し、これら
ブリッジ回路に誘起される誘起電圧を夫々比較する比較
回路を設け、この比較回路の比較出力を、各相の電機子
コイルに対する通電モードを切り換える通電モード信号
を作り出すロジック回路に供給し、各相の電機子コイル
に通電を行なう電流供給回路を上記ロジック回路から出
力される上記通電モード信号ζこより制御することを特
徴とする。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。

第１図は、本発明によって構成されるブラシレス直流モ
ータの駆動回路のブロックスである。このブラシレス直
流モータは、たとえば３相Ｙ結線の両方向通電のブラシ
レス直流モータであり、ステータを構成する３つの電機
子コイル１．２．３を有している。これら各相の電機子
コイル１，２゜３には、界磁用磁石であるロータの回転
０こ伴って各コイル１，２．３に誘起される誘起電圧（
逆起電力）を検出するためのブリッジ回路４，５．６が
それぞれ形成されている。この誘起電圧は、トルクの最
も大きく出ている相に高く誘起されるため、各相の電機
子コイル１，２．３の誘起電圧を検出し、誘起電圧の高
い相のコイルに常に通電することにより、通電相を切り
換えるスイッチングの位相すれに左右されず最適な通電
モードの切り換えが可能となる。

ところで、第２図は電機子コイル１に設けられたブリッ
ジ回路４部分を示しており、接続点ＳはＹ結線された電
機子コイル１，２．３の中性点である。ここで、電機子
コイル１，２．３の持つ直流抵抗であるコイル抵抗をＲ
とすれば、Ｙ結線されている電機子コイル１の他端Ｏこ
は、コイル抵抗Ｂ１よりも抵抗値の小さな第１の抵抗１
％＋が接続されている。また、この直列接続された電機
子コイル１と第１の抵抗Ｒ，には、並列に、直列接続さ
れた第２および第３の抵抗Ｒ２およびＲ３が接続されて
いる。ずなイっち、電機子コイル１に接続された第１の
抵抗比１の他端には、第２の抵抗Ｒ２の一端が接続され
、電機子コイル１の一端すなわち中性点側には第２の抵
抗Ｒ２と直列接続された第３の抵抗Ｒ３の他端が接続さ
れている。ここで、第２および第３の抵抗Ｒ２およびＲ
３の抵抗値は、電機子コイル１のコイル抵抗Ｒと第１の
抵抗Ｒ，１との抵抗値の和である］（、十Ｒ，ｒより十
分大きな値となっている。たとえば、Ｒ］はＯ１９であ
りＲ２はＩＫΩである。また、電機子コイル１によるコ
イル抵抗Ｒ１第１．第２および第３の抵抗Ｒ＋。

■（２およびＲ３で形成されるブリッジ回路は、）の持
つインダクタンスＬは、高周波においてインピーダンス
が上昇するため、このインピータンスの上昇を打ち消す
ために、上記第２の抵抗比２には高域補正用のリアクク
ンス素子であるたとえばコンデンサＣ２が並列ζこ接続
されている。また、上記第１の抵抗Ｒ１の他端は、電機
子コイル１への給電を行なうための給電端子７となって
いる。

このように、構成されたブリッジ回路４において、電（
張子コイル１と第１の抵抗Ｒ＋との接続点、および第２
の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３との接続点からは、ブリッ
ジ出力電圧ＶＯが取り出される。

ところで、上記電機子コイル２，３には、電機子コイル
１と同様に、第１．第２および第３の抵抗１％）、　Ｒ
ｚおよびＲ３を有するブリッジ回路５゜６が形成されて
おり、第２の抵抗Ｒ２には上述の高域補正用コンデンサ
Ｃ２かそれぞれ接続されている。また、電機子コイル２
に接続された第１の抵抗Ｒ＋の他端は給電節１゛１子Ｂ
となっており、電機子コイル３に接続された第１の抵抗
１％＋の他端は給電端子９となっている。才だ、電機子
コイル２と第１の抵抗Ｒ１との接続点、および第２の抵
抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３との接続点からは、ブリッジ回
路５のブリッジ出力電圧が取り出される。また、電機子
コイル３と第１の抵抗Ｒ１との接続点、および第２の抵
抗比２と第３の抵抗Ｒ３との接続点からは、ブリッジ回
路６のブリ・ンジ出力電圧か取り出される。なお、上記
第一の抵抗Ｌ％＋　を中性点Ｓ側に位置するように電機
子コイル１，２．３に直列に接続して、各電機子コイル
１１２１３にブリッジ回路をそれぞれ形成するようにし
てもよい。

つぎに、第２図を参照しながら、ブリ・ンジ出力電圧■
ｏの算出を行なう。ブリッジ回路５，６についても同様
であるか、第２図に示ずフリ゛ツノ回路４において、ブ
リッジ回路が平衡する条件は、である。ここで、上述し
たように、）ｔは電機子コイル１のコイル抵抗、Ｌは電
機子コイル１のコイルインダクタンス、Ｒｒ　、　Ｉ’
ｔ、ｚ　、　Ｒ３は誘起電圧検出用の上記第１．第２お
よび第３の抵抗の抵抗値、Ｃ２は上記高域補正用コンデ
ンサの静電Ｓ！の給電モードを切り換えるスイッチング
トランジスタのスイツチング速度やこのスイツチングに
よる外乱である。ところで、上記（１）式より、平衡条
なわち、 バー　１ ”Ｌｌ（、、ア〒 とする。い才、電機子コイル（至）に誘起される誘起電
圧をＶｃとすれば、ブリッジ回路か平衡した状態でブリ
ッジ出力電圧Ｖｏをめると、電機子コイル１への通電時
には、 １もよ Ｖｏエ　・Ｖｃ　・・・・・・・・・・・・・・・（２
）１％　ｒ　十Ｒ＋　ＪωＬ ■（ である。ここで、ω（もより、Ｌは十分小さいと考えて
省略できるため、（２）式は、Ｒ。

Ｖｏ　＝□・Ｖｃ　・・・・・・・・・・・・・・（３
）Ｒ１十Ｒ となる。一方、電機子コイル１への非通電時すなわち給
電端子γ【こつながる回路抵抗が無限大の時には、 ＬおよびＲ２・Ｃ２は十分小さいと考えて省略できるた
め、（４９式は、 となる。この（５）式において、　１（２および１（３
は、ＲｏおよびＲｔに比べて十分太きいため、（５）式
は、となる。このように、〔３）式および（７）式に示
すすうに、電機子コイル（１）への通電時、非通電時に
よらず、ブリッジ出力電圧■０を得ることにより、はぼ
一定のゲインでコイル１に誘起される誘起電圧Ｖｃを検
出することかできる。なお、電機子コイル２，３につい
ても、ブリッジ回路５，６のブリッジ出力電圧は、同様
に算出され、通電時、非通電時によらずほぼ一定のゲイ
ンで電機子コイル２゜３に誘起される誘起電圧を検出す
ることができる。

ところで、電機子コイル１，２．３のインダクタンスＬ
が高周波においてインピータンスが上昇するため、この
上昇を打ち消すように第２の抵抗Ｒ２に並列接続された
高域補正用コンデンサＣ２の代りに、第１の抵抗１％１
に高域補正用インダクタンス素子Ｌｒを直列接続しても
よい。この場合、直列接続された第１の抵抗Ｒ＋および
このインダクタンス素子Ｌｌと電機子コイルとの接続点
、および第２の抵抗１％２と第３の抵抗１（，３との接
続点とからブリッジ出力電圧が取り出される。第３図は
、電機子コイル１ｉこ形成されるブリッジ回路４に上記
インダクタンス素子Ｌｌが接続された状態を示している
。この第３図のブリッジ回路の平衡条件は、 （Ｒ＋＋ｊωＬ、）・几３＝Ｒ２・（Ｒ十」ωＬ）　・
・・・曲・（８）となる。この（３）式において、ＴＪ
Ｉは上記インダクタンス素子のインダクタンスである。

この（８）式よ状態でブリッジ出力電圧Ｖｏをめると、
電機子コイル１への通電時には、 となる。一方、電機子コイル１への非通電時には、給電
端子７につながる回路抵抗が無限大となるため、 ・・・・・・・・・・・・・・・（１１）となる。この
旧）式は、 と簡略化され、さらに となる。上記００）式および０３）式に示すように、電
機子コイル１への通電時、非通電時によらず、上記イン
ダクタンス素子Ｌｌを接続した場合においても、上記高
域補正用コンデンサＣ２を接続した場合と同様、はぼ一
定のケインにより電機子コイル１に誘起される誘起電圧
Ｖｃを検出することができる。なお、電機子コイル２，
３に形成されるブリッジ回路５，６に高域補正用インダ
クタンス素子Ｌ１を接続した場合にも、ブリッジ出力電
圧が同様ζこ算出され、はぼ一定のゲインにより電機子
コイル２，３の誘起電圧が検出されることが示される。

ところで、上述したように第１の抵抗Ｒｒに直列にイン
ダクタンス素子Ｌ１を接続する代りに、第３の抵７　Ｒ
３に直列にインダクタンス素子Ｌ３を接続してもよく、
この場合のブリッジ回路の平］（Ｉｌ七３ 衡条件はＬ””Ｌ３　となる。

ところで、高域補正用コンデンサＣ２を接続したブリッ
ジ回路においては、 の場合において、誘起電圧の検出ゲインが低下するが、
一般にモーフのスイツチンク周散数はこれよりも充分低
いため問題はない。インダクタンス素子Ｌ２またはＬ３
を接続したブリッジ回路においては、高域に渡って同一
のゲインである。

ところで、３相を構成する電機子コイル１，２゜３の各
相をそれぞれＵ相、■相、Ｗ相とすると、電機子コイル
１に設けられたブリッジ回路４により検出される誘起電
圧Ｕは第４図Ａに示すようになり、電機子・コイル２の
ブリッジ回路５により検は第４図Ｃに示すようになる。

この第４図のクラ７の横軸は界磁の電気角を示している
。ところで、３相両方向１２１通電においては、第４図
の誘起電圧上の位相で、３０°浄ら１５０°までをハイ
で電機子コイルに通電し、２１０°から３３０°までを
ローで通電すればよい。これは、Ｕ相力）らみれば１２
０°遅れのＶ相、および２４０°遅れのＷ相の誘起電圧
を考えると、３つの誘起電圧Ｕ、Ｖ、Ｗのうちの２つつ
つの誘起電圧の差（Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ。

Ｗ−Ｕ）のゼロクロス点において、電機子コイル１．２
．３に通電される通電モートを切り換えればよい。すな
わち、Ｕ−Ｖを信号Ａ、Ｖ−Ｗを信ば、ＡＸＣをＵ　Ｈ
ｌＡＸＣをＵＬ、ＢＸＡをＶＨｌＢ　Ｘ　Ａ　ヲＶ　Ｌ
　、　ＣＸ　ＢをＷｎ、ＣｘＢをＷＬとして通電を行な
えばよい。ここで、たとえばＡＸＣはＵ−、Ｖである信
号ＡとＷ−Ｕである信号Ｃの負論理Ｃとの論理積を示し
ている。

ところで、第１図のブロック図において、電機子コイル
１のブリッジ回路４からのブリッジ出力電圧は誘起電圧
検出回路１０に送られ、第４図Ａに示す上記誘起電圧Ｕ
が検出される。また、電機子コイル２のブリッジ回路５
からのブリッジ出力電圧は誘起電圧検出回路１１に送ら
れ、第４図Ｂに示す上記誘起電圧■が検出され、電機子
コイル３のブリッジ回路６からのブリッジ出力電圧は誘
起電圧検出回路１２に送られ、第４図Ｃに示す上記誘起
電圧Ｗが検出される。これら誘起電圧検出回路１０，１
１．１２は、第５図に上記プランレス直流モーフの１駆
動回路の詳細な回路□□□を示すように、たとえば差動
増幅器によって構成されている。ところで、第１図に示
すように、誘起電圧検出回路１０で得られる誘起電圧Ｕ
は、比較回路１３の非反転入力端子と比較回路１５の反
転入力端子とに送られる。また、誘起電圧検出回路１１
て得られる誘起電圧■は比較回路１４の非反転入力端子
と比較回路１３の反転入力端子とに送られ、誘起電圧検
出回路１２からの誘起電圧Ｗは比較回路１５の非反転入
力端子と比較回路１４の反転入力端子とに送られる。こ
れにより、比較回路１３では、誘起電圧Ｕと誘起電圧Ｖ
との差のＵ−Ｖである第４図りに示ず比較出力Ａか得ら
れる。また、比較回路１４ではＶ−Ｗである第４図Ｅに
示す比較出力Ｂが得られ、比較回路１５ではＷ−Ｕであ
る第４図Ｆに示す比較出力Ｃか祠、られる。また、比較
出力Ａは信号切換スイッチを構成するＦＥＴ１６を介し
て３相ロノツク回路２２に送られる。

また、比較出力ＢはＦＥＴＩ　８を介して上記ロジック
回路２２に送られ、比較出力ＣはＦＥＴ２０を介してロ
ジック回路２２に送られる。このロジック回路２２では
、上述のＡＸＣ、ＡｘＣ、Ｂｘれる。ところで、この３
相ロジツク回路２２はたとえば第５図に示すように構成
され、比較出力Ａはアンドゲート２６，３０４こ送られ
、比較出力Ａがインハーク２３により反転されて得られ
た反転信号Ａがアントゲ−１−２７，２９に送られる。

また、比較出力Ｂはアンドゲート２γ、３１に送られ、
インバータ２４により反転されて得られたＢがアントゲ
−＋−２８，３０に送られる。また、比較出力Ｃはアン
ドゲート２８，２９に送られ、インパーク２５により反
転されて得られたＣがアンドゲート２６，３１に送られ
る。これにより、アントゲ−１〜２６ではＡＸＣが行な
イっれ、第４図Ｇに示すＵ相のハイ通電モード信号Ｕｕ
が得られる。

ドゲート２８からはＣＸＢの第４図■に示ずＷ相のハイ
通電モード信号ＷＨが得られる。すた、アンドゲート２
９からはＡＸＣの第４図Ｊに示すＵ相のロー通電モード
信号［Ｊｔが得られる。また、アンドゲート３０からは
ＢＸＡの第４図Ｋに示す■相のロー通電モード信号ＶＬ
が得られ、アンドゲート３１からはＣｘ’Ｂの第４図り
に示すＷ相のロー通電モード信号ＷＬが得られる。とこ
ろで、電機子コイル１のＵ相に給電を行ない通電モード
の切り換えを行なうスイッチングトランジスタ３２．３
３は、トランジスタ３２のコレクタが直流電源Ｖｓに接
続され、トランジスタ３２のエミッタとトランジスタ３
３のコレクタとが接続されこの接続点がＵ相の給電端子
７に接続されている。

また、１−ランジスク３３のエミッタは接地されている
。また、電機子コイル２のＶ相に給電し通電モート゛の
切り換えを行なうスイッチングトランジスタ３４，３５
は、トランジスタ３４のコレクタが直流電源Ｖｓに接続
され、トランジスタ３４のエミッタとトランジスタ３５
のコレクタとが接続されこの接続点がＶ相の給電端子８
に接続され、（・ランリスク３５のエミッタは接地され
ている。

さらに、電機子コイル３のＷ相に給電し通電モードの切
り換えを行なうスイッチングトランジスタ３６．３７は
、トランジスタ３６のコレクタが直流電源■ｓに接続さ
れ、トランジスタ３６のエミッタと１−ランジスク３７
のコレクタとが接続されこの接続点がＷ相の給電端子９
に接続され、またトランジスタ３７のエミッタはＭ地さ
れている。

ところで、これらスイッチングトランジスタは各相の電
機子コイル１，２．３への通電を制御する電流供給回路
を構成している。なお、スイッチングトランジスタを用
いる代りにサイリスク等の他の半導体素子を用いて電流
供給路を構成してもよい。

ところで、上記スイッチングトランジスタ３２のベース
には、アントゲ−１・２６の出力であるじ相のハイ通電
モード信号Ｕｌ（が供給され、スイッチングトランジス
タ３３のベースには、アントゲート２９の出力であるじ
相のロー通電モード信号ＵＬが供給されている。また、
上記スイッチングトランジスタ３４のベースには、アン
トゲ−１−２７の出力であるＶ相のハイ通電モード信号
Ｖｌ＋が供給され、スイッチングトランジスタ３５のへ
一スには、アンドゲート３０の出力であるＶ相のロー通
電モード信号Ｖ＋、が供給されている。さらに、上記ス
イッチングトランジスタ３６のベースには、アンドゲー
ト２８の出力であるＷ相のハイ通電モード信号ＷＨが供
給され、スイッチングトランジスタ３７のベースには、
アントゲ−１・３１の出力であるＷ相のロー通電モート
信号ＷＬが供給されている。これにより、たきえば［Ｊ
　Ｈの信号電圧が１−Ｉ　（ハイ）、ＵＬ　の信号電圧
がＬ（ロー）、ＶＨの信号電圧がり、Ｖ＋、の信号電圧
がり、ＷＨの信号電圧かり、ＷＬの信号電圧がＩ−Ｉの
場合は、トランジスタ３２，３７がオン状態となり、ト
ランジスタ３３，３４，３５．３６がオフ状態となるた
め、給電端子７から給電端子９に向って通電が行なイつ
れる。すなわち、Ｕ相のハイ通電モード信号ＯｎがＨで
あるため、電機子コイル１には給電端子７カ）ら中性点
Ｓ方向ｌこ向って通電され、Ｗ相のロー通電モート信号
ＷＩ、がＨであるため、電機子コイル３には中性点Ｓか
ら給電端子９方向に向って通電される。このようにして
、電機子コイル１゜２．３に通電されるＵ相、■相、Ｗ
相の通電モートが順次切り換えられ、ロータの回転角全
周に渡って駆動力が発生し、ロータの回転が継続される
。

ところで、電機子コイル１，２．３に誘起される誘起電
圧Ｕ　、　Ｖ　、　Ｗはロータの回転速度に比例して生
じるため、始動時には誘起電圧がゼロとなる。このため
、本発明の上記駆動回路には始動回路が設けられている
。つぎに、この始動回路の説明を行なう。第１図のブロ
ック図において、モーフを始動させるスイッチをオンと
すると同時に（後述の時刻Ｔ、）始動のこぎり波発生回
路３８で発生したのこぎり波信号は、電圧制御型発振回
路ｖｃｏ３ｇに送られる。こののこぎり波発生回路３８
は、第５図に示すように構成され、端子３８Ａに始動用
の直流電圧ＶＣＣが印加されると同時にオンするトラン
ジスタ３８Ｂの出力が、コンデンサ３８Ｃの充電時間に
より制御され第６図Ａに示すのこぎり波信号を時刻Ｔｌ
において発生する。

そして、こののこぎり波信号が供給されるＶＣ０３９は
、のこぎり波信号の電圧の増加に伴い第６図Ｂに示すよ
うに発振出力の周波数を連続的に高める。また、このＶ
ＣＯ３９の発振出力は、６進カウンク４０に送られ、６
進カウンタ４０よりカウンタ出力ｂｏ、ｂ＋、ｂｚが得
られる。この６進ノＪウンク４０のカウンタ出力１〕０
　、　ｂｌ、　ｂｚは第１表に示されている。

第１表 また、この６進カウンク４０のカウンタ出力ｂｏ。

ｂ＋、ｂｚは、同期運転ロジック回路４１に送られる。

このロジック回路４１では、第５図に回路構成が示され
ているように論理演算、 Ｘ　＝　ｂ２＋ｂ。−ｂｌ Ｙ　＝　ｂｌ十ｂｏ　’　１）ｚ Ｚ　＝　ｂｚ＋（ｂｏ＋ｂ＋　） が行なわれ、論理出力Ｘ、Ｙ、Ｚが取り出される。

このロジック回路４１の論理出力Ｘ、Ｙ、Ｚは第２表に
示すような６つのモードとなっており、論理出力Ｘは上
記比較出力へに対応し、論理出力Ｙは上記比較出力Ｂに
、また論理出力Ｚは上記比較出力Ｃに対応している。

第２表 ところで、上記のこぎり波発生回路３８ののこぎり波信
号は、電圧比較回路４２に送られており、この電圧比較
回路４２に供給されている基準電圧Ｖｒｅｆ　と電圧比
較が行なわれる。この基準電圧Ｖｒｅ　ｆ　は、たとえ
ば直流電圧Ｖｃを抵抗て分圧することにより作られる。

ところで、この比較回路４２の比較出力は、信号切換ス
イッチであるＪ、Ｎ　ＥＴ１７，１９．２１のゲートに
供給されている。

また、この比較出力はインパーク４３により反転され、
インパーク４３の反転信号が上記１”　Ｅ　Ｔ　１６．
１８．２０のゲーＩ−に供給されている。なお、信号切
換スイッチであるこれらＦＥＴＩ　６　、１７゜１８．
１９，２０．２’ｌをトランジスタ等の他の半導体素子
で置き換えてもよい。したがって、上記のこぎり波信号
の電圧が上記基糸電圧Ｖｒｅｆ以下の場合には、ＦＥＴ
１Ｇ、１８．２０がオフ状態であり、第６図Ｃに示ずよ
うにＦＥＴ’１７，１９．２１が時刻Ｔ１よりオン状態
となっている。

このため、ＦＥＴ１７に送られている上記ロジック回路
４１の論理出力Ｘは、このＦＥＴ１７を介して上記３相
ロジック回路２２に供給される。また、ＦＥＴ１９に送
られている上記ロジック回路４１の論理出力Ｙは、この
ＦＥＴ１９を介して３相ロソソク回路２２に供給される
。さらに、ＦＥＴ２１に送られているロジック回路４１
の論理出力Ｚは、このＦＥＴ２１を介して３相ロジック
回路２２に供給される。これにより、ロジック回路４１
の論理出力Ｘ、Ｙ、Ｚより、３相ロジック回路２２にお
いて、上述の通電モード信号［ＪＨ，ＵＬ。

ＶＨ、Ｖｂ　、　’Ｗ＋Ｉ、ＷＬ　が作られる。したが
って・この通電モード信号に基づき、電機子コイル１゜
２．３への通電が順次行なわれることにより、始励時に
おいてロータを回転させることができる。

ところで、ロータの回転が加速された一定時間後におい
て、上記のこぎり波信号電圧が基■電圧Ｖｒｅ　ｆより
も高くなることにより比較回路４２の比較出力が反転し
、第６図の時刻Ｔ２で、上記Ｉｉ”　ＥＴ１７，１９．
２１がオフ状態となり、第６図りに示すように上記ＦＥ
Ｔ１６，１８，２０がオン状態となる。このため、上記
始動回路か時刻Ｔ２で切り離され、回転しているロータ
により電機子コイル１，２．３に誘起される誘起電圧か
らの比較出力Ａ、Ｂ、Ｃが３相ロジツク回路２２に供給
されて、通常回路によりロータの回転が継続される。と
ころで、始動時にロジック回路４１より供給される論理
出力Ｘ、Ｙ、Ｚに追従して回転し始めるロータの電機子
との整合を考慮しなければ、上記ＶＣＯ３９を用いる代
りに、一定周波数を発振する発振器を用いてもよい。

ところで、上述の始動回路では、ロータの位相とは無関
係にすなわち初期通電が順トルクであるか逆ｌ・ルクで
あるかに関係なく発振回路の出力で相切り換えを行なっ
ているが、予め定められた相たとえばＵ相に固定させ、
その相を開始点として初期通電から順トルクとなるよう
に３相ロジツク回路２２の論理を進めるような始動回路
を用いるようにしてもよい。

以上述べたように、本発明のブラシレス直流モータの駆
動回路によれば、各相の電機子コイル１゜２．３に高域
補正用のりアクタンス素子を持つ誘起電圧検出用のブリ
ッジ回路４，５．６を設け、これらブリッジ回路４，５
．６で検出した誘起電圧を夫々比較し、この比較出力よ
り３相両方向通電の通電モードを切り換える通電モード
信号を作り出すことにより、ロータの位置を検出するた
とえばポール素子等の位置検出用素子を設けることなく
、ブラシレス直流モータを駆動することが可能となる。

このように、位置検出用素子が不要となることで、モー
タ内部の有効スペースが向上し、電機子のコイル容積が
制限されないため、電機子コイルを有効に巻き込むこと
ができる。また、位置検出用素子が不要なためモータの
コストダウンを図ることができ、また位置検出用素子の
取り付けや配線に要する工数が不要となることで、モー
タの組立てに要する全体の工数が削減される。さらに、
位置検出用素子を配する必要がないことにより、従来不
可能であったブラシレス直流モータの超小型化が可能で
ある。才た、本発明によれば、両方向通電のモータにお
いて位置検出用素子が不要であり、モータの外形形状の
大きさに対する出力比が向上するとともに、ドルクリ・
ノブを小さくすることができる。また、上記ブリ・ノブ
回路に高域補正用のりアクタンス素子を設けたことによ
り、高域に渡って誘起電圧検出ゲインを一定に保つこと
ができる。さらに本発明によれば、モータ負荷の変動に
より、各相への通電を切り換えるスイッチングの位相に
ずれが生じたとしても、自動的に位相ずれが修正され、
常に最大トルクを維持することが可能である。

ところで、上述の実施例では、３相両方向通電のブラシ
レス直流モータの例を引用したが、ブラシレス直流モー
タの４−目数は３相に限らす幾相であってもよく、また
片方向通電のブラシレス直流モータであってもよい。

〔応用例〕

なお、実施例ではＹ結線のブラシレス直流モータについ
て述べているが、△（デルタ）結線のブラシレス直流モ
ータについても、該モータの電機子コイルに誘起電圧を
検出する上述のブリッジ回路を設け、このブリッジ回路
により検出した誘起電圧を比較回路を介することなく、
通電モードを決定するロジック回路に供給することによ
りモータを駆動することができ、本発明を応用した△結
線のブラシレス直流モータの駆動回路を構成できる。

し発明の効果〕 以上の説明から明らかなように、本発明のブラシレス直
流モータの駆動回路によれば、ブラシレス直流モータの
各相の電機子コイルにそれぞれ高域補正用のりアクタン
ス素子を持つ誘起電圧検出用のブリッジ回路を形成し、
これらブリ・ノブ回路で検出される誘起電圧を比較回路
で夫々比較し、比較して得られた比較出力に基づき、各
電機子コイルに通電する通電モードを順次切り換える通
電モード信号をロジック回路で作り出すことにより、こ
の通電モード信号によって各電機子コイルに通電を行な
うスイッチンクトランシスクを切り換えることで、ロー
タの位置検出用素子を用いることなく、ブラシレス直流
モーフを駆動することがてきる。このため、位置検出用
素子に要していた組伺けや配線の工数が削減されるとと
もに、この検出用素子が不要なためコストダウンを図る
ことができる。また、位置検出用素子を配する必要がな
いことで、モーフ内部の有効スペースか向上し電機子の
コイル容積が制限されない。また、特にモーフの超小型
化が可能となる。また、本発明ζこよれば、従来不可能
であった両方向通電のせ−りにおいて位置検出用素子が
不要となるため、モーフの外形形状の大きさに対する出
力比が向上し、Ｉ・ルクリソプを小さくすることが可能
である。また、上記筒板補正用のりアクタンス素子をブ
リッジ回路に設けることにより、高域に渡って誘起電圧
検出ゲインを一定ζこ保つことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブラシレス直流モーフ
の駆動回路のブロック図、第２図および第３図は上記駆
動回路のブリッジ回路を示す回路図、第４１メは上記駆
動回路の動作を示す波形図、第５図は上記駆動回路の詳
細な回路図、第６図は上記駆動回路に設けられた始動回
路の動作を説明する波形図である。 １．２．３・・・・・・・・・電機子コイル４．５．６
・・・・・・・・・ブリッジ回路Ｒ１・・・・・・・・
・・・・・・・・・・第１の抵抗Ｒ２・、・・・・・・
・・・・・・・・第１２の抵抗■モ３・・・・・・・・
・・・・・・・・第３の抵抗Ｃ２・・・・・・・・・・
・・・・・・・・高域補正用コンデンサＬ、・・・・・
・・・・・・・・・・・・高域補正用インダクタンス素
子１０、ｌＬ１２・・・・・・誘起電圧検出回路１３．
１４．１５・・・・・・比較回路１６ｉ、１７．１８．
１９，２０．２１・・・・・・ｌｉ”　Ｅ　Ｔ２２・・
・・・・・・・・・・・・・・・・３相ロジック回路３
２．３３，３４，３５，３６．３７ ・・・・・・・・・・・・・・・スイツチングトランジ
スク３８・・・・・・・・・・・・・・・始動のこぎり
波発生回路３９・・・・・・・・・・・・・・・■ＣＯ
４０・・・・・・・・・・・・・・・６進カウンク４１
・・・・・・・・・・・・・・・同期運転ロジック回路
４２・・・・・・・・・・・・・・・電圧比較回路４３
・・・・・・・・・・・・・・・インバータ特許出願人
　ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　晃 同　１）　村　榮　− 第２図　Ａ Ｋ ゛　Ｌ 第４図 電気内□ 昭和５８年１２月１９１１ 特許庁長官　若　杉　和　夫　・殿 １、事件の表示 事件との関係　特ｒｒ出願人 住　所　東京部品用区北品用６丁目７番３５号氏　名　
（２１８）ンニー株式会社 銘称）　代表者　大　賀　典　雄 ４、代理人 〒１０５ 自　発 ６ｏ補正の対象 明細書の「発明の詳細な説明」の欄 ７、補正の内容 ＦＪ−１細書あ３頁第９行目から第１０行目に亘って「
１つの位置検出用素子によｐ２つのコイルの通電全匍」
御したシ、」とある記載全削除する。 −２ 明細＠第６頁第１２行目に［位相ずれに左右されず」と
ある記載を「位相ずれが生じることなく」と宇用圧する
。 −３ 明細書第１０頁第４行目に「ここで、ω」とおる記載を
「ここで、検出したい誘起電圧のω」と乎由圧する。 −４ 明細書第２９頁第１４行目から第１５行目に亘って［各
相への通％’（ｉ［、！ｌ）換えるスイッチングの位相
にずれが生じたとしても、」とある記載を「コイル電流
による磁束かＭ畳された磁束波形の位相ずれが生じたと
しても、」と補正する。 以上

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電機子コイルに直列に接続された第１の抵抗と、上記電
   機子コイルと第、１の抵抗とに対して直列接続された第
   ２．第３の抵抗を並列に接続するとともに高域補正用リ
   アクタンス素子を設けたブリッジ回路を各相の電機子コ
   イルに対してそれぞれ形成し、これらブリッジ回路に誘
   起される誘起電圧を夫々比較する比較回路を設け、この
   比較回路の比較出力を、各相の電機子コイルに対する通
   電モードを切り換える通電モード信号を作り出すロンツ
   ク回路に供給し、各相の電機子コイルに通電を行なう電
   流供給回路を上記ロジック回路から出力される上記通電
   モード信号により制御することを特徴とするフラジレス
   直流モータの駆動回路。