JPS6090426A - 高周波発振型近接スイツチ - Google Patents
高周波発振型近接スイツチInfo
- Publication number
- JPS6090426A JPS6090426A JP18532483A JP18532483A JPS6090426A JP S6090426 A JPS6090426 A JP S6090426A JP 18532483 A JP18532483 A JP 18532483A JP 18532483 A JP18532483 A JP 18532483A JP S6090426 A JPS6090426 A JP S6090426A
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- JP
- Japan
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- circuit
- oscillation
- diode
- temperature
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 60
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 8
- 239000002184 metal Substances 0.000 abstract description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 abstract description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 239000012528 membrane Substances 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Switches That Are Operated By Magnetic Or Electric Fields (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
この発明は高周波発振回路の発振コイルを検出コイルと
し、近接する金属物体の変位を検知する高周波発振型近
接スイッチに関する。
し、近接する金属物体の変位を検知する高周波発振型近
接スイッチに関する。
（ロ）従来技術
近接スイッチに用いられる電子回路の温度補償がされな
いと、その回路の温度ドリフトは、そのまま金属物体の
検出距離の誤差となってあられれる。そのため、前記電
子回路は何等かの温度補償手段を備えるのが普通である
。
いと、その回路の温度ドリフトは、そのまま金属物体の
検出距離の誤差となってあられれる。そのため、前記電
子回路は何等かの温度補償手段を備えるのが普通である
。
たとえば、第１図は温度補償手段を具備した従来の高周
波発振型近接スイッチの回路図を示す。
波発振型近接スイッチの回路図を示す。
同図において、１０は発振回路、２０は検波回路３０は
比較回路、４０は出力回路である。発振回路ｌＯに含ま
れるＤＩ、Ｄ２は発振トランジスタＴＲＩの温度補償用
のダイオードである。また、ダイオードＤ３、Ｄ４は検
波ダイオードＤ５および比較回路のトランジスタＴＲ２
の温度補償用として設レノられる。
比較回路、４０は出力回路である。発振回路ｌＯに含ま
れるＤＩ、Ｄ２は発振トランジスタＴＲＩの温度補償用
のダイオードである。また、ダイオードＤ３、Ｄ４は検
波ダイオードＤ５および比較回路のトランジスタＴＲ２
の温度補償用として設レノられる。
このように、従来の高周波発振型近接スイッチは、温度
補１バを行うために、比較的多くの部品を必要とするた
め、回路の大型化、コストの増大等を伴うという欠点が
ある。
補１バを行うために、比較的多くの部品を必要とするた
め、回路の大型化、コストの増大等を伴うという欠点が
ある。
（ハ）目的
この発明は、比較的簡単な構成で温度補償を行うことが
できる高周波発振型近接スイッチを提供することを目的
としている。
できる高周波発振型近接スイッチを提供することを目的
としている。
（ニ）構成
この発明に係る高周波発振型近接スイッチは、第１のダ
イオードを介して電力を供給されるベース接地コルピッ
ツ発振回路を含み、前記発振回路を構成する発振トラン
ジスタに第２のダイオードの順方向電圧をベースバイア
ス電圧として与られる発振回路と、前記発振回路の出力
を平均値化する平均値回路と、前記平均値化された値を
基準値と比較する比較回路と、前記比較回路の出力に基
づき駆動される出力回Ｉ洛とを具備し、かつ、前記発振
トランジスタと第２のダイオードの温度特性は近似して
おり、前記比較回路の−のトランジスタと前記第１のダ
イオードの温度特性は近似していることを特徴としてい
る。
イオードを介して電力を供給されるベース接地コルピッ
ツ発振回路を含み、前記発振回路を構成する発振トラン
ジスタに第２のダイオードの順方向電圧をベースバイア
ス電圧として与られる発振回路と、前記発振回路の出力
を平均値化する平均値回路と、前記平均値化された値を
基準値と比較する比較回路と、前記比較回路の出力に基
づき駆動される出力回Ｉ洛とを具備し、かつ、前記発振
トランジスタと第２のダイオードの温度特性は近似して
おり、前記比較回路の−のトランジスタと前記第１のダ
イオードの温度特性は近似していることを特徴としてい
る。
（ボ）実施例
第２図はこの発明にかかる高周波発振型近接スイッチの
一実施例の構成を示す回路図である。
一実施例の構成を示す回路図である。
同図において第１図と同一部分は同一符合で示している
。
。
５０は第１のダイオードとしてのダイオードＤ６を介し
て電力を供給されるベース接地コルピッツ発振回路より
なる発振回路である。発振トランジスタＴＲ５のエミッ
タは抵抗Ｒ１を介してダイオードＤ６のカソードに接続
される。発振トランジスタＴＲ５のコレクタには、検出
コイルとしてのコイルＬｌコンデンサＣ１、Ｃ２よりな
る共振回路が接続されている。また、前記エミッタは帰
還抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣＩ、Ｃ２の中点に接続
されることにより帰還ループを形成している。０７は発
振トランジスタＴＲ５にベースバイアス電圧を与える第
２のダイオードである。このダイオードＤ７のアノード
はダイオードＤ６のカソードに接続される。ダイオード
Ｄ７のカソードは発振トランジスタＴＲ５のベースに接
続するとともに、抵抗１？３を介して接地している。
て電力を供給されるベース接地コルピッツ発振回路より
なる発振回路である。発振トランジスタＴＲ５のエミッ
タは抵抗Ｒ１を介してダイオードＤ６のカソードに接続
される。発振トランジスタＴＲ５のコレクタには、検出
コイルとしてのコイルＬｌコンデンサＣ１、Ｃ２よりな
る共振回路が接続されている。また、前記エミッタは帰
還抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣＩ、Ｃ２の中点に接続
されることにより帰還ループを形成している。０７は発
振トランジスタＴＲ５にベースバイアス電圧を与える第
２のダイオードである。このダイオードＤ７のアノード
はダイオードＤ６のカソードに接続される。ダイオード
Ｄ７のカソードは発振トランジスタＴＲ５のベースに接
続するとともに、抵抗１？３を介して接地している。
６０は抵抗Ｒ４、コンデンサＣ３よりなる平均値回路で
あって、発振回路５０の発振出力を与えられ、これを平
均値化する。
あって、発振回路５０の発振出力を与えられ、これを平
均値化する。
３０は平均値回路６０で平均値化された発振出力を人力
し、所定の基準電圧と比較する手段としての比較回路で
ある。この実施例では、トランジスタＴＲ２、ＴＲ３を
含む、公知のシュミット・トリガ回路よりなる。
し、所定の基準電圧と比較する手段としての比較回路で
ある。この実施例では、トランジスタＴＲ２、ＴＲ３を
含む、公知のシュミット・トリガ回路よりなる。
４０は比較回路３０の出力に基づき駆動される出力回路
であって、出力トランジスタＴＲ４、保護用ツェナダイ
オードＤ８などで構成される。
であって、出力トランジスタＴＲ４、保護用ツェナダイ
オードＤ８などで構成される。
次に、上述した実施例の動作について説明する。
第３図は第２図に示した高周波発振型近接スイッチの各
部の動作波形図である。
部の動作波形図である。
発振回路５０における発振１ヘランジスタＴＲ５のベー
ス（同図Ｂ点）は、ダイオードＤ６、ロアによって、交
流的に接地されているため、その電位は電源■＋よりダ
イメート１）６、Ｄ７の順方向電圧ＶＦ６、ＶＦ７を差
し引いた電位、Ｖ” −（ＶＦ６ ＋ＶＦ６） Ｔ：安
定している。
ス（同図Ｂ点）は、ダイオードＤ６、ロアによって、交
流的に接地されているため、その電位は電源■＋よりダ
イメート１）６、Ｄ７の順方向電圧ＶＦ６、ＶＦ７を差
し引いた電位、Ｖ” −（ＶＦ６ ＋ＶＦ６） Ｔ：安
定している。
一方、発振トランジスタＴＲ５のエミッタ（同図Ｃ点）
には、共振回路のコンデンサＣＩ、Ｃ２の接続点（同図
Ａ点）から第３図（ａ）に示すような発振出力の一部が
帰還される。この帰還信号が正のとき、０点の電位は、
Ｂ点の電位に発振トランジスタＴＲ５のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥ５を加えた値に維持される。したがって
、帰還信号の正の部分は、電位Ｖ” （ＶＦ６＋ＶＦａ
） ＋ＶＢＥ５でクランプされる。一方、帰還信号が
負のとき、発振トランジスタＴＲ５はカットオフとなる
ので、０点にはＡ点の電圧波形と略等しい電圧波形が得
られる。それ故、０点の電圧波形は第３図ｆｂｌに示す
ようなものになる。
には、共振回路のコンデンサＣＩ、Ｃ２の接続点（同図
Ａ点）から第３図（ａ）に示すような発振出力の一部が
帰還される。この帰還信号が正のとき、０点の電位は、
Ｂ点の電位に発振トランジスタＴＲ５のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥ５を加えた値に維持される。したがって
、帰還信号の正の部分は、電位Ｖ” （ＶＦ６＋ＶＦａ
） ＋ＶＢＥ５でクランプされる。一方、帰還信号が
負のとき、発振トランジスタＴＲ５はカットオフとなる
ので、０点にはＡ点の電圧波形と略等しい電圧波形が得
られる。それ故、０点の電圧波形は第３図ｆｂｌに示す
ようなものになる。
しかして、０点の信号は平均値回路６０で平均値化され
る結果、同図り点には発振出力の振幅に応じた直流電圧
があられれる。即ち、発振振幅が変化した場合、Ｂ点は
交流的に接地されているから、その電位は変化しない。
る結果、同図り点には発振出力の振幅に応じた直流電圧
があられれる。即ち、発振振幅が変化した場合、Ｂ点は
交流的に接地されているから、その電位は変化しない。
０点のクランプ電圧は一定で、電位が下がる方向のみが
変化する。したがって、発振振幅の変化はＤ点の直流電
位の変化として得られる。
変化する。したがって、発振振幅の変化はＤ点の直流電
位の変化として得られる。
Ｄ点の信号は比較回Ｖ８３０に与えられ、予め定められ
た基弔電位と比較される。これにより、金属物体が検出
ヘソｌから所定の距離に在るか否かが検出される。
た基弔電位と比較される。これにより、金属物体が検出
ヘソｌから所定の距離に在るか否かが検出される。
そして、比較回路３０の出力に基づき、出力回路４０が
駆動される。
駆動される。
次に、回路の周囲６υ４度が上昇した場合の、温度補償
について説明する。
について説明する。
温度上昇により、ダイオードＤ６の順方向電圧ＶＦ６が
減少する結果、発振回路５０に供給される電圧は上昇す
る。しかし、発振トランジスタＴＲ５のベースバイアス
電圧はダイオードｌ）７の順方向電圧ＶＦ７で与えられ
るため、前記ｖＦ６の温度ドリフ（の影響を受けない。
減少する結果、発振回路５０に供給される電圧は上昇す
る。しかし、発振トランジスタＴＲ５のベースバイアス
電圧はダイオードｌ）７の順方向電圧ＶＦ７で与えられ
るため、前記ｖＦ６の温度ドリフ（の影響を受けない。
ここで、ダイオードＤ７を発振トランジスタ’ｌ’ Ｉ
Ｉ ５のＩｎｋ度特性と近似したものにすると、両者の
温度ドリフトは相殺される。したがって、この発振回路
の交流的温度ドリフトはなく発振振幅は安定したものと
なる。
Ｉ ５のＩｎｋ度特性と近似したものにすると、両者の
温度ドリフトは相殺される。したがって、この発振回路
の交流的温度ドリフトはなく発振振幅は安定したものと
なる。
次に、直流的な温度ドリフトについて説明する。
Ｂ点電位は、ダイオード１〕６、Ｄ７の温度ドリフトに
より、Ｖ＋−（（ＶＦ６−ΔＶＦｒ、 ） ＋ （ＶＦ
７−ΔＶＦ７）〕となる。クランプ電圧は、発振トラン
ジスタＴｌ＋５のＶＩＩＥ５がドリフトしているので、
Ｂ点の電位に（Ｖ ＢＨ３−ΔＶＢＥ５）を加えた電圧
となる。
より、Ｖ＋−（（ＶＦ６−ΔＶＦｒ、 ） ＋ （ＶＦ
７−ΔＶＦ７）〕となる。クランプ電圧は、発振トラン
ジスタＴｌ＋５のＶＩＩＥ５がドリフトしているので、
Ｂ点の電位に（Ｖ ＢＨ３−ΔＶＢＥ５）を加えた電圧
となる。
ここで、ダイオードＤ７と発１辰トランジスタＴＲ５の
温度特性は近似しているので、前記クランプ電圧はＶ＋
−（ＶＦ６−ΔＶＰ６ ）となる。前述したように、
温度上昇により、発振振幅はほとんど変化しないので、
発振出力の信号レベルは全体としてΔＶＦ６だけ上昇す
る。平均値回路６０の温度ドリフトは無視できるので、
結局、Ｄ点の電位はΔＶＦ６上昇する。
温度特性は近似しているので、前記クランプ電圧はＶ＋
−（ＶＦ６−ΔＶＰ６ ）となる。前述したように、
温度上昇により、発振振幅はほとんど変化しないので、
発振出力の信号レベルは全体としてΔＶＦ６だけ上昇す
る。平均値回路６０の温度ドリフトは無視できるので、
結局、Ｄ点の電位はΔＶＦ６上昇する。
ここで、比較回路３０のトランジスタＴＲ２とダイオー
ドＤ６の温度特性を近似したものにすれば、両者の温度
ドリフトは相殺され、前記ΔＶＦａの影響は出力に現れ
ない。
ドＤ６の温度特性を近似したものにすれば、両者の温度
ドリフトは相殺され、前記ΔＶＦａの影響は出力に現れ
ない。
以上の温度補償は、周囲温度が下がった場合にも同様で
あることは勿論である。
あることは勿論である。
（へ）シー果
この発明は上述のように構成するものであるから、従来
の近接ス・イノチに比較して、簡単な構成でもって温度
袖１賞を行うことができる。
の近接ス・イノチに比較して、簡単な構成でもって温度
袖１賞を行うことができる。
したがっ゛（、この発明によれば近接スイッチの小型化
、コストの低減を図ることができる。
、コストの低減を図ることができる。
第１図は温度補償手段を具備した従来の高周波発振型近
接スイッチの回路図、第２図はこの発明にががる高周波
発振型近接スイッチの一実施例の構成を示す回路図、第
３図は第２図に示した高周波発振型近接スイッチの各部
の動作波形図である。 １０．５０・・・発振回路、２０・・・検波回＼ 路、３０・・・１し膜回路、４０・・・出力回路、６０
・・・平均値化回１−＆。 特許出願人 リ−１−電機株式会社 代理人 弁理士 大 西 孝 治
接スイッチの回路図、第２図はこの発明にががる高周波
発振型近接スイッチの一実施例の構成を示す回路図、第
３図は第２図に示した高周波発振型近接スイッチの各部
の動作波形図である。 １０．５０・・・発振回路、２０・・・検波回＼ 路、３０・・・１し膜回路、４０・・・出力回路、６０
・・・平均値化回１−＆。 特許出願人 リ−１−電機株式会社 代理人 弁理士 大 西 孝 治
Claims (1)
- （１）第１のダイオードを介して電力を供給されるベー
ス接地コルピッツ発振回路を含み、前記発振回路を構成
する発振トランジスタに第２のダイオードの順方向電圧
をベースバイアス電圧として与−られる発振回路と、 前記発振回路の出力を平均値化する平均値回路と、 前記平均値化された値を基準値と比較する比較回路と、 前記比較回路の出力に基づき駆動される出力回路とを具
備し、 かつ、前記発振トランジスタと第２のダイオードの温度
特性は近似しており、前記比較回路の−のトランジスタ
と前記第１のダイオードの温度特性は近似していること
を特徴とする高周波発振型近接スイッチ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18532483A JPS6090426A (ja) | 1983-10-03 | 1983-10-03 | 高周波発振型近接スイツチ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18532483A JPS6090426A (ja) | 1983-10-03 | 1983-10-03 | 高周波発振型近接スイツチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6090426A true JPS6090426A (ja) | 1985-05-21 |
| JPH04415B2 JPH04415B2 (ja) | 1992-01-07 |
Family
ID=16168832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18532483A Granted JPS6090426A (ja) | 1983-10-03 | 1983-10-03 | 高周波発振型近接スイツチ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6090426A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62159025U (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-08 |
-
1983
- 1983-10-03 JP JP18532483A patent/JPS6090426A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62159025U (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-08 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04415B2 (ja) | 1992-01-07 |
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