JPS609376A - 電圧形インバ−タの過電流検出装置 - Google Patents
電圧形インバ−タの過電流検出装置Info
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- JPS609376A JPS609376A JP58116392A JP11639283A JPS609376A JP S609376 A JPS609376 A JP S609376A JP 58116392 A JP58116392 A JP 58116392A JP 11639283 A JP11639283 A JP 11639283A JP S609376 A JPS609376 A JP S609376A
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- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、例えば交流電動機を可変速運転させる電動機
駆動制御装置における電圧形インバータの過電流検出装
置に関する。
駆動制御装置における電圧形インバータの過電流検出装
置に関する。
一般的に、電圧形インバータは第１図に示す如く交流電
源１を整流する整流器２と、その出力電圧全平滑させる
主回路フィルタコンデンサ３とその平滑直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ４によ多構成され、交流電動
機５を駆動する。ここで整流器２にダイオードを採用し
ているが、サイリスタでもよい。また、インバータ４の
スイッチング素子としてＧＴＯ（ダート・タン・オフサ
イリスク）全採用しているが強制転流できる回路があれ
ばサイリスクでもよく、箔然の如ぐＧＴＲ（ヅヤイアン
トトランジスタ）でもよい。
源１を整流する整流器２と、その出力電圧全平滑させる
主回路フィルタコンデンサ３とその平滑直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ４によ多構成され、交流電動
機５を駆動する。ここで整流器２にダイオードを採用し
ているが、サイリスタでもよい。また、インバータ４の
スイッチング素子としてＧＴＯ（ダート・タン・オフサ
イリスク）全採用しているが強制転流できる回路があれ
ばサイリスクでもよく、箔然の如ぐＧＴＲ（ヅヤイアン
トトランジスタ）でもよい。
第２図は、第１図での主回路フィルタコンデンサ３、イ
ンバータ４と交流電動機５による詳細を表わしだ講成図
である。ここで主回路フィルタコンデンサ３と直列に接
続されたコイル６及び電流検出器（変流器等）７は、イ
ンバータ４が短絡故障した場合に主回路フィルタコンデ
ンサ３の放電電流を抑制するインダクタンスで６Ｄ、及
びその電流の検出器である。インバータ４と直列に接続
された電流検出器（変流器等）８は、インバータ４に流
入する直流主回路電流全検出する。（電流検出器７，８
は短絡電流を検出することができ、ここでは必ずしも両
方を接続する必要はない。）インバータ４の詳細は、イ
ンバータ出力電圧を制御するスイッチング素子のＧＴＯ
９と、それと逆並列に接続され無効電力、交流電動機５
からの回生エネルギーと循環電流を流す逆並列ダイオー
ド１０と、それらの素子に印加されるｄ ｖ ／ｄ ｔ
を抑制するスナバ−回路（抵抗器１）とダイオード１２
の並列接続とコンデンサ１３との直列回路）とで構成さ
れている。
ンバータ４と交流電動機５による詳細を表わしだ講成図
である。ここで主回路フィルタコンデンサ３と直列に接
続されたコイル６及び電流検出器（変流器等）７は、イ
ンバータ４が短絡故障した場合に主回路フィルタコンデ
ンサ３の放電電流を抑制するインダクタンスで６Ｄ、及
びその電流の検出器である。インバータ４と直列に接続
された電流検出器（変流器等）８は、インバータ４に流
入する直流主回路電流全検出する。（電流検出器７，８
は短絡電流を検出することができ、ここでは必ずしも両
方を接続する必要はない。）インバータ４の詳細は、イ
ンバータ出力電圧を制御するスイッチング素子のＧＴＯ
９と、それと逆並列に接続され無効電力、交流電動機５
からの回生エネルギーと循環電流を流す逆並列ダイオー
ド１０と、それらの素子に印加されるｄ ｖ ／ｄ ｔ
を抑制するスナバ−回路（抵抗器１）とダイオード１２
の並列接続とコンデンサ１３との直列回路）とで構成さ
れている。
第３図は、従来から使用されている短絡検出回路である
。電流検出器８（電流検出器７でもよい）で検出した電
流信号はフィＩＬ’） ２１全通して比較器２３でレベ
ル設定器２２と比較し、設定レベル以上になれば保護シ
ーケンス回路２４からの適当な信号でＧＴＯ９のｒ−１
−ブロック又はダート全点弧等の保護動作を行う。通幇
運転時、′電流検出器７，８にはスナバ−コンデンサ充
電電流も流れているので、この電流に起因する回路の誤
動作を防ぐため検出回路の検出レベルを高めたり、その
電流のｉ４ルス幅を考慮した時定数をもつフィルタ回路
（積分回路）２１を接続している。このため、いずれも
短絡電流検出時間を遅らす要因となっている。ここで通
水運転時のスナバ−コンデンサ充電電流を第４図及び第
５図で説明する。
。電流検出器８（電流検出器７でもよい）で検出した電
流信号はフィＩＬ’） ２１全通して比較器２３でレベ
ル設定器２２と比較し、設定レベル以上になれば保護シ
ーケンス回路２４からの適当な信号でＧＴＯ９のｒ−１
−ブロック又はダート全点弧等の保護動作を行う。通幇
運転時、′電流検出器７，８にはスナバ−コンデンサ充
電電流も流れているので、この電流に起因する回路の誤
動作を防ぐため検出回路の検出レベルを高めたり、その
電流のｉ４ルス幅を考慮した時定数をもつフィルタ回路
（積分回路）２１を接続している。このため、いずれも
短絡電流検出時間を遅らす要因となっている。ここで通
水運転時のスナバ−コンデンサ充電電流を第４図及び第
５図で説明する。
第４図は、第２図のインパーク４の１相分全示し、上下
各構成要素に添字金材は上下の区別全行なったもので、
上相の構成要素にはＵ、下相の構成要素にはＸを添付し
た。また、ＧＴＯ９ＵにθｊＣれる電流ｉ９Ｕ 、並列
ダイオードＩＯＸに流れル１ｔ 流ｉ １ｏｘとスナバ
−コンデンサ１３Ｘの充電電流１１３Ｘを示している。
各構成要素に添字金材は上下の区別全行なったもので、
上相の構成要素にはＵ、下相の構成要素にはＸを添付し
た。また、ＧＴＯ９ＵにθｊＣれる電流ｉ９Ｕ 、並列
ダイオードＩＯＸに流れル１ｔ 流ｉ １ｏｘとスナバ
−コンデンサ１３Ｘの充電電流１１３Ｘを示している。
第５図は、第４図で示した各部電流波形であり、ａは逆
並列ダイオード１６ｘに流れている電流で交流電動機５
とインバータ４内で環流している電流が交流電動機５と
主回路フィルタコンデンサ３により無効電力のやｌｌを
行っている電流である。ｂは、ＧＴＯ９ｕがｔｌでオン
したときのＧＴＯ！９１Ｊに流れている電流で、ｔｌ
−ｔｚ間は主回路フィルタコンデンサ３−コイルｅ−を
流検出器＆ −ＧＴＯ９Ｕ−逆並列ダイオードｌ０Ｘ−
主回路コンデンサ３の経路で流れている短絡電流、ｔ２
は逆並列ダイオードがオフした時点で、ｔ２−ｔ３間は
交流電動機５へ流れる電流と主回路フィルタコンデンサ
３−コイル６−電流検出器８− ＧＴＯ９，Ｕ−スナバ
−ダイオード１２Ｘ−スナバ−コンデンサ１３ｘ−主回
路フィルタコンダンサ３の経路で流れるスナバ−コンデ
ンサ充電電流との和であり、ｔ３以後は交流電動機５−
＼流れている電流である。Ｃは、ｂ波形のｔｌＩ−ｔ３
間で流れているスナパーコンデンザ１３．０充電電流で
あり、コイル６、スナバ−コンデンサ１３ｘと主回路フ
ィルタコンデンサ電圧で決捷るパルス電流となる。
並列ダイオード１６ｘに流れている電流で交流電動機５
とインバータ４内で環流している電流が交流電動機５と
主回路フィルタコンデンサ３により無効電力のやｌｌを
行っている電流である。ｂは、ＧＴＯ９ｕがｔｌでオン
したときのＧＴＯ！９１Ｊに流れている電流で、ｔｌ
−ｔｚ間は主回路フィルタコンデンサ３−コイルｅ−を
流検出器＆ −ＧＴＯ９Ｕ−逆並列ダイオードｌ０Ｘ−
主回路コンデンサ３の経路で流れている短絡電流、ｔ２
は逆並列ダイオードがオフした時点で、ｔ２−ｔ３間は
交流電動機５へ流れる電流と主回路フィルタコンデンサ
３−コイル６−電流検出器８− ＧＴＯ９，Ｕ−スナバ
−ダイオード１２Ｘ−スナバ−コンデンサ１３ｘ−主回
路フィルタコンダンサ３の経路で流れるスナバ−コンデ
ンサ充電電流との和であり、ｔ３以後は交流電動機５−
＼流れている電流である。Ｃは、ｂ波形のｔｌＩ−ｔ３
間で流れているスナパーコンデンザ１３．０充電電流で
あり、コイル６、スナバ−コンデンサ１３ｘと主回路フ
ィルタコンデンサ電圧で決捷るパルス電流となる。
特にＧＴＯのようなａｖ／ｄｔｉｔ嵐の低い素子全使用
した場合、素子に印加されるｄｖ／ｄｔ（ｉ下げるべく
、スナバ−コンデンサ容量を太きくする。
した場合、素子に印加されるｄｖ／ｄｔ（ｉ下げるべく
、スナバ−コンデンサ容量を太きくする。
このためスナバ−コンデンサ充電電流の・やルス 。
ピーク値及びパルス幅が増加する。例えｅよ、主回路フ
ィルタコンデンサ電圧が６００ Ｖ、スナバ−コンデン
サ容量４μＦ１コイル６のインダクタンス１０μＨであ
るとき、ノヤルスビーク値は約３０ＯＡ、パルス幅は約
２０Ｉｌｓｅｃにもおよぶことになυ、無視できない大
きな値となる。これに応じて、第３図の検出レベル設定
器２２の設定値と、フィルタ２ノの時定敬が大きくなシ
検出時間の遅れは顕著に現われる。一方、ＧＴＯはタン
オフ特性において、タンオフ能力以上のアノード電流が
流れているときにオフｆ−ト信号を与えると破壊する特
性が必る。従って、ＧＴＯインバータ短絡故障電流の検
出に際しては、その検出レベル及び検出速度に従来のサ
イリスタ回路よシ厳しい制約がちシ、これ？解決しなけ
れば、累子の保護協調が取れないという問題を生じる。
ィルタコンデンサ電圧が６００ Ｖ、スナバ−コンデン
サ容量４μＦ１コイル６のインダクタンス１０μＨであ
るとき、ノヤルスビーク値は約３０ＯＡ、パルス幅は約
２０Ｉｌｓｅｃにもおよぶことになυ、無視できない大
きな値となる。これに応じて、第３図の検出レベル設定
器２２の設定値と、フィルタ２ノの時定敬が大きくなシ
検出時間の遅れは顕著に現われる。一方、ＧＴＯはタン
オフ特性において、タンオフ能力以上のアノード電流が
流れているときにオフｆ−ト信号を与えると破壊する特
性が必る。従って、ＧＴＯインバータ短絡故障電流の検
出に際しては、その検出レベル及び検出速度に従来のサ
イリスタ回路よシ厳しい制約がちシ、これ？解決しなけ
れば、累子の保護協調が取れないという問題を生じる。
本発明の目的は、電圧形インバータの過電流検出回路に
おいて、スナバ−コンデンサ充電電流による検出誤動作
を除去し、よシ早い検出が出来る電圧形インバータの過
電流検出装置を提供することにある。
おいて、スナバ−コンデンサ充電電流による検出誤動作
を除去し、よシ早い検出が出来る電圧形インバータの過
電流検出装置を提供することにある。
本発明はこの目的を達成するために、スナバ−回路のコ
ンデンサの充電電流奮シミュレーンヨンする回路を設け
、過電流検出回路の出力信号から前記回路の出力信号を
減算することにより１．Ｉａ電流信号に含まれるスナバ
−コンブ゛ン°す′の充＠電流全除去したことを特徴と
するものである。
ンデンサの充電電流奮シミュレーンヨンする回路を設け
、過電流検出回路の出力信号から前記回路の出力信号を
減算することにより１．Ｉａ電流信号に含まれるスナバ
−コンブ゛ン°す′の充＠電流全除去したことを特徴と
するものである。
以下本発明全第６図と第７図に示す一実施例について説
明する。第６図において、前述した第３図の短絡電流検
出回路に減算回路２５？１ｌ−１没け、ＧＴＯのダート
信号またはダート信号と同期した信号を発生する回路２
６から信号を入力して、その信号を遅延させる遅延回路
２７とその遅延された信号よシ適当な期間パルス全出力
する単安定マルチ回路２８とそのパルス信号の積分及び
放電機能等を有する波形発生回路２９を通して作られた
スナバ−充電電流のシミュレーション波形と従来の短絡
検出信号（ノイＸ゛除去用フィルタ２）の時定数は小さ
くなっているため信号波形は異なる。）との減算によっ
てスナバ−充′ａ電流の影ｑ全低減する構成をしている
。
明する。第６図において、前述した第３図の短絡電流検
出回路に減算回路２５？１ｌ−１没け、ＧＴＯのダート
信号またはダート信号と同期した信号を発生する回路２
６から信号を入力して、その信号を遅延させる遅延回路
２７とその遅延された信号よシ適当な期間パルス全出力
する単安定マルチ回路２８とそのパルス信号の積分及び
放電機能等を有する波形発生回路２９を通して作られた
スナバ−充電電流のシミュレーション波形と従来の短絡
検出信号（ノイＸ゛除去用フィルタ２）の時定数は小さ
くなっているため信号波形は異なる。）との減算によっ
てスナバ−充′ａ電流の影ｑ全低減する構成をしている
。
次に本発明の保Ｆｉｌ路動作について説明する。
第７図に、おいて、■は主回路直流電流を検出する電流
検出器８の出力信号全ノイズ除去用フィルタ２１（従来
のフィルターと異なり、スナバ−電流成分全除去するた
めのものでなく１μｓｅｃ前後のノイズ全除去するため
のものでろる□）に通した波形（以下ｖａと呼ぶ。）で
あり、■はダート信号又はｒ−ト信号と同期した信号波
形（以下ｖｂと呼ぶ。）であシ、■は単安定マルチ回路
２８の出力波形（以下Ｖ と呼ぶ。）で遅延回路により
（１２−１，）時間遅れ立ち上がυ、ここではＶの突出
部のピーク時刻に合わせて立ち下がらせている。■は波
形発生回路２９の出力波形（以下Ｖ、と呼ぶ）でアシ、
ここではＣＲ充電波形とＣＲ放電波形よシ形成し、Ｖの
突出部の終わる時刻ｔ４で無くなるようにしている。
検出器８の出力信号全ノイズ除去用フィルタ２１（従来
のフィルターと異なり、スナバ−電流成分全除去するた
めのものでなく１μｓｅｃ前後のノイズ全除去するため
のものでろる□）に通した波形（以下ｖａと呼ぶ。）で
あり、■はダート信号又はｒ−ト信号と同期した信号波
形（以下ｖｂと呼ぶ。）であシ、■は単安定マルチ回路
２８の出力波形（以下Ｖ と呼ぶ。）で遅延回路により
（１２−１，）時間遅れ立ち上がυ、ここではＶの突出
部のピーク時刻に合わせて立ち下がらせている。■は波
形発生回路２９の出力波形（以下Ｖ、と呼ぶ）でアシ、
ここではＣＲ充電波形とＣＲ放電波形よシ形成し、Ｖの
突出部の終わる時刻ｔ４で無くなるようにしている。
■は減算回路２５の出力波形（以下Ｖ。と呼ぶ。）でｖ
ａとＶ、の減算した波形となっている。
ａとＶ、の減算した波形となっている。
ここで時間（ｔ２−ｔｌ）は負荷電流の大きさで異なり
、負荷ｉＱ流が大きくなるにつれて時間が長くなってい
くので、厳密には遅延回路の遅延時間全負荷電流を変数
として変化しなければならないが、負荷′α流が小さい
ときはＶのピーク値（スナバ−充電電流十負荷′１１（
流）も小さくなるため、遅延時間全定格電流のときにセ
ットしておけば多少ずれても本発明の効果は充分に保つ
ことができる。ゆえに、ここでは後者の遅延時間一定方
式金とっている。また時間（１４−１２）は、スナバ−
充電電流のノ母ルス巾であるため個個の装置で決まって
いるものであり、この設定は単安定マルチ回路や波形発
生回路で一度セットすれば良いことになる。そこで、ｖ
、！：ｖ はａ ｄ 減算回路の入力抵抗によりマツチングをれ、ｖａの突出
部とｖｄが同等の値を取るようになっており、ｖａとＶ
、の減算によシｖｅの波形が形成できる。また、ｖ４の
波形は波形発生回路によりさまざまな波形とすることが
でき、コンデンサと抵抗又はコンデンサ、抵抗とインダ
クタンスを用いた充放電波形、積分回路を用いた三角波
形、半導体の非直線特性を利用した波形デジタルによる
階段波等が考えられる。また、簡易回路として波形発生
回路を設けず単安定マルチ回路のみでパルス中を時間（
ｔｚｔ４）までとした矩形波を利用して行うこともでき
る。
、負荷ｉＱ流が大きくなるにつれて時間が長くなってい
くので、厳密には遅延回路の遅延時間全負荷電流を変数
として変化しなければならないが、負荷′α流が小さい
ときはＶのピーク値（スナバ−充電電流十負荷′１１（
流）も小さくなるため、遅延時間全定格電流のときにセ
ットしておけば多少ずれても本発明の効果は充分に保つ
ことができる。ゆえに、ここでは後者の遅延時間一定方
式金とっている。また時間（１４−１２）は、スナバ−
充電電流のノ母ルス巾であるため個個の装置で決まって
いるものであり、この設定は単安定マルチ回路や波形発
生回路で一度セットすれば良いことになる。そこで、ｖ
、！：ｖ はａ ｄ 減算回路の入力抵抗によりマツチングをれ、ｖａの突出
部とｖｄが同等の値を取るようになっており、ｖａとＶ
、の減算によシｖｅの波形が形成できる。また、ｖ４の
波形は波形発生回路によりさまざまな波形とすることが
でき、コンデンサと抵抗又はコンデンサ、抵抗とインダ
クタンスを用いた充放電波形、積分回路を用いた三角波
形、半導体の非直線特性を利用した波形デジタルによる
階段波等が考えられる。また、簡易回路として波形発生
回路を設けず単安定マルチ回路のみでパルス中を時間（
ｔｚｔ４）までとした矩形波を利用して行うこともでき
る。
ここで、重要なことは、ｖａの突出部波形とシミュレー
ション信号をできるだけ相似形に近づけることも重要で
あるが、パルス中が合っていれば、本発明の効果は充分
にあるだめこの・ぐルス巾を合わせることが第１優先と
なる。
ション信号をできるだけ相似形に近づけることも重要で
あるが、パルス中が合っていれば、本発明の効果は充分
にあるだめこの・ぐルス巾を合わせることが第１優先と
なる。
以上のようにＶ、に対して補償を加えた信号ｖｅを利用
して短絡検出全行うことによシ、短絡検出速度を遅らせ
ていたノイズ除去用フィルタは従来と比べ除去すべきノ
イズ信号のパルス中がスナバ−充電′ｉＫ流以外の狭い
ものだけですむため、時足数が小さくできる。また短絡
検出レベル設屋器２２の設定値も最大負荷電流の近傍に
設定することができる。
して短絡検出全行うことによシ、短絡検出速度を遅らせ
ていたノイズ除去用フィルタは従来と比べ除去すべきノ
イズ信号のパルス中がスナバ−充電′ｉＫ流以外の狭い
ものだけですむため、時足数が小さくできる。また短絡
検出レベル設屋器２２の設定値も最大負荷電流の近傍に
設定することができる。
これらのことによシ、短絡故障時の検出速度が一段と向
上するため、故障発生時点から保護回路が動作するまで
の短絡電流の上昇値は低下し素子との保護協調が改善さ
れる。
上するため、故障発生時点から保護回路が動作するまで
の短絡電流の上昇値は低下し素子との保護協調が改善さ
れる。
以上説明したように、本発明は短絡検出において悪影響
金与えているスナバ−光市屯流を、制御回路信号よシシ
ミュレーシ！ｌ／することによシ、このシミュレーショ
ン信号を従来の過電流検出信号に減算する回路構成した
もので故障時の過電流検出速度が従来回路に比べ早くな
り素子の保護協調全向上させる効果がある。
金与えているスナバ−光市屯流を、制御回路信号よシシ
ミュレーシ！ｌ／することによシ、このシミュレーショ
ン信号を従来の過電流検出信号に減算する回路構成した
もので故障時の過電流検出速度が従来回路に比べ早くな
り素子の保護協調全向上させる効果がある。
第１図は一般的な電圧形インバータを示ず構成図、第２
図は第１図のインバータ部と主回路フィルタコンデンサ
部を示す構成図、第３図は従来の過電流検出回路を示す
構成図、第４図は第２図のインバータ部の１相分金示す
４１り成図、第５図は第４図の各部波形を示す波形図、
第６図は本発明の一実施例を示す構成図、第７図は第６
図の各部波形を示す波形図である。 ９・・・ＧＴＯｌｌｏ・・・逆並列ダイオード、１ノ・
・スナバ−抵抗、１２・・・スナ／＜−ダイオード、１
３・・・スナバ−コンデンサ、８・・・電流検出器、２
ノ・・・ノイズ除去用フィルタ回路、２６・・・ブト信
号またはｒ−ト信号同期信号発生回路、２７・・・遅延
回路、２８・・・単安定マルチ回路、２９・・・波形発
生回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 １ｔ２ｔ４
図は第１図のインバータ部と主回路フィルタコンデンサ
部を示す構成図、第３図は従来の過電流検出回路を示す
構成図、第４図は第２図のインバータ部の１相分金示す
４１り成図、第５図は第４図の各部波形を示す波形図、
第６図は本発明の一実施例を示す構成図、第７図は第６
図の各部波形を示す波形図である。 ９・・・ＧＴＯｌｌｏ・・・逆並列ダイオード、１ノ・
・スナバ−抵抗、１２・・・スナ／＜−ダイオード、１
３・・・スナバ−コンデンサ、８・・・電流検出器、２
ノ・・・ノイズ除去用フィルタ回路、２６・・・ブト信
号またはｒ−ト信号同期信号発生回路、２７・・・遅延
回路、２８・・・単安定マルチ回路、２９・・・波形発
生回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 １ｔ２ｔ４
Claims (2)
- （１）交流電源を整流後、主回路のフィルタコンデンサ
ーを介して直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部
を持っ電圧形インバータ装置において、インパーン出力
電圧波形を制御するスイッチング素子と、これに逆並列
に接続される逆並列ダイオードと、それらの素子に印加
されるｄｖ／ｄｔ’ｚ制御するためにそれら素子と並列
に接続されたスナバ−回路とで構成される電圧形インバ
ータにおいて、前記ノナ２〜回路のスナバ−コンデンサ
の充電電流をシミ、レーショ・ ンする回路を設は前記
電圧形インバータの直流電流又はフィルタコンデンサ電
流全挾−出する電流検出器の出力信号から前記シミュレ
ーションで得られるスナバ−コンデンサの充電電流全除
去した信号を得ることを特徴とする電圧形インバータの
過電流検出装置。 - （２）前記スナバ−コンデンサの充電電流をシミュレー
ションする回路は、制御回路のダート信号もしくはダー
ト信号と同期した信号を人力とする遅延回路と波形発生
回路よ多構成したこと全特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の電圧形インバータの過電流検出装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116392A JPS609376A (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電圧形インバ−タの過電流検出装置 |
| US06/547,588 US4535378A (en) | 1982-11-16 | 1983-11-01 | Overcurrent detector for an inverter |
| DE19833341398 DE3341398A1 (de) | 1982-11-16 | 1983-11-15 | Ueberstromdetektor fuer einen wechselrichter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116392A JPS609376A (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電圧形インバ−タの過電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS609376A true JPS609376A (ja) | 1985-01-18 |
Family
ID=14685889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58116392A Pending JPS609376A (ja) | 1982-11-16 | 1983-06-28 | 電圧形インバ−タの過電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS609376A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020255249A1 (ja) * | 2019-06-18 | 2020-12-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、冷凍サイクル装置および空気調和装置 |
| JPWO2023095292A1 (ja) * | 2021-11-26 | 2023-06-01 |
-
1983
- 1983-06-28 JP JP58116392A patent/JPS609376A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020255249A1 (ja) * | 2019-06-18 | 2020-12-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、冷凍サイクル装置および空気調和装置 |
| JPWO2020255249A1 (ja) * | 2019-06-18 | 2021-11-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、冷凍サイクル装置および空気調和装置 |
| JPWO2023095292A1 (ja) * | 2021-11-26 | 2023-06-01 |
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