JPS6096015A - 自動等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、タップ利得可変のトランスバーサルフィルタ
を用いて受信信号波形を等化する等化器に係り、特に受
信信号中に周期的に存在する所定形状の波形を利用して
伝送系の線形歪を受信側で自動的に除去する自動等化器
に関する。

［発明の技術的背景とその問題点］ 自動等化器の一つの応用例として、テレビジョン受像機
におけるゴースト消去装置が知られている。第１図はタ
ップ利得可変のＩ・ランスバーサルフィルタを用いたゴ
ースト消去装置の公知例を示したもので、ゴースト検知
のための基準信号としてビデオ信号中に含まれる垂直同
期パルスの前縁（第３ラインから第４ラインに移る部分
）を用いたものである（参照文献：村上ばか「ディジタ
ル化ゴースト自動消去装置」電子通信学会技術研究報告
ＥＭＣＪ７８−３７．１９７８年１１月）。

第１図において、２０はタップ利得可変のトランスバー
サルフィルタであり、タップ付遅延素子２１と荷重回路
２２および加算回路２３よりなる。

タップ付遅延素子２１のタップ間の遅延時間Ｔは、入力
ビデオ信号の最高周波数の２倍の逆数より小さい値、例
えば０．１μｓに選ぶ。タップの総数は消去しようとす
るゴーストの遅れ（進み）時間の範囲に応じて決定する
。例えばタップ総数を１００とすれば、１０μｓの時間
範囲をカバーすることができる。トランスバーサルフィ
ルタ２０と並列に遅れ時間ＭＴ　（ＭはＯまたは正の整
数）の遅延素子５０が設けられ、その出力とトランスバ
ーサルフィルタ２０の出力は加算回路５１で合成される
。トランスバーサルフィルタ２０のタップのうち、遅れ
時間ＭＴのタップを基準タップと称し、これより遅れ詩
匍の短いタップを前方タップ、遅れ時間の長いタップを
後方タップと称する。

ストが消去可能ということになる。各タップに付いてい
る荷重回路２２は掛掠回路で、その係数がタップ利得で
ある。基準タップのタップ利得をｃ。

と表し、前方タップのタップ利得をＣ−Ａ（〜ｃｆ１　
、後方タップのタップ利得を０１〜蜂　で表すことにす
る。タップ利得Ｃ＋　（ｉ　＝−ｆＶＩ−Ｎ）の値は通
常、絶対値が１より小さい。なお、遅延素子５０と基準
タップの機能を合わせて便宜的に主タップと呼ぶ。すな
わち主タップとは、遅延素子５０、トランスバーサルフ
ィルタ２ｏおよび加算回路５１からなる波形等化回路６
０を全体として１個の新たなトランスバーサルフィルタ
とみなしたときの、遅れ時間Ｍ丁のタップのことである
。

このとき主タップのタップ利得は１　＋　Ｃｏ　になる
。

このような波形等化回路６０において、タップ利得（Ｃ
Ｉ　）　（Ｃ−ｔ、＋〜ＣＮ　７の系列を（Ｃｔ　）と
表わす）を適切な値に設定すれば、入力端子１０におい
て存在したゴースト成分（フィルタ等で生ずる波形歪を
含む）が、出力端子３０においては実質的に消去される
。このタップ利得を自動制御して、結果的に出力のゴー
スト成分を最小にするには次のようにすればよい。

まず、入力端子１０に印加された入力ビデオ信号から、
タイミング回路４４の制御のもとに、着目する垂直同期
パルス前縁部の所定の長さ分だけを抽出し、これを微分
回路４０を経由して入力波形メモリ４１に記憶する。一
方、同時刻における出力端子３０の出力ビデオ信号の所
定の長さ分だけを抽出し、微分回路４２および基準波形
引算回路４３を経由して、誤差波形メモリ４６に記憶す
る。ここにおいて、Ｍ単波形引算回路４３に供給される
基準波形は、タイミング回路４４の制御のもとに基準波
形発生回路４５で作成されたものである。このようにし
て入力波形メモリ４１に記憶された波形を、サンプリン
グ間隔０．１μＳ（トランスバーサルフィルタ２０のタ
ップ間隔に同じ）毎のサンプル値系列として（ｘｋ）と
表記する。同様にして微分回路４２の出力波形を（ｙｋ
）、基準波形発生回路４５で発生した基準波形を（ｒ、
）、引算回路４３の出力である誤差波形を （ｅｋ）（ｅｋ＝ｙｋ−ｒｋ　）と表記する。ただし、
微分回路４０．４２は入力ビデオ信号にあらかじめ基準
波形としてインパルス波形が挿入されている場合には不
要である。こうして誤差波形メモリ４６には誤差波形（
ｅｋ）が記憶されることになる。

なお、実際の信号波形についてみると、（Ｘｋ）と（ｙ
ｋ）ではＭＴなる時間ずれが存在するが、以後式の上で
は表記を簡単にするために、本来Ｖ　ｋ４−ｈ’と書く
べきところをｙｋと記す（ｒｌ、・Ｑ＞、についても同
様）。

次に、これら各波形メモリ４１．４６から適当な周波数
のクロックで（Ｘｋ）および（ｅ＋。）を読み出して、 ｄｉ−Ｚ　ｘｋ−ｉ　”ｋ　”’　（１）ｋ；１１ で表される相関演算を行う。ここで相関範囲［Ｐ。

Ｑ］は通當、Ｐ＝−２Ｍ、Ｑ＝２Ｎ程度の値にとる。ｄ
、の物理的意味は、遅れ時間１Ｔ（Ｔはタップ間隔）の
ゴーストのおおよその大きさである。

一方、タップ利得メモリ４８には各タップのタップ利得
（Ｃ１）が記憶されているが、その初期値はＣ−Ｍ　−
ＣＮ　＝　Ｑである。第１式の演算がｒ−−Ｎ４〜Ｎの
うちの一つのｉについて終るたびに、タップ利得メモリ
４８からタップ利得ＣＩを読み出し、これに対して ＣＩ、　ｎｅｗ　ＣＩ、　ｏｌｄ　−ａｄ、”’　（２
’（ａは正の微少値） で表される修正を施した後、再びタップ利得メモリ４８
に戻す。第（１）式と第（２）式で表される演算を１フ
イールドの間にすべてのｉ　（ｉ　−−Ｍ−Ｎ）につい
て行なうが、これを実行するのがタップ利１ｑ修正演篩
回路４７である。

上記演算を新たに基準波形が受信されるたびに（すなわ
ち、１フイールドに１回）繰返す。これを続けることに
よって、誤差波形（ｅｋ）は次第にＯに近づく（すなわ
ち、出）〕波形（）’ｋ）が基準波形（ｒｋ）に近づく
）。最終的に（Ｃ−はある値（Ｃ１）・３．ｔ　に収束
するが、このときの出力波形（ｙｋ）は、 ｋ−１２Ｉ（二ｌ’ で定義される残留誤差を最小にするものになっている（
前記文献参照）。

タップ利得修正は原理的には第（２）式によればよいか
、実際の装置に第（２）式を適用した場合、入力ビデオ
信号のスベクｌ〜ルや雑音の影響、トランスバーサルフ
ィルタ２０の周波数特性、さらにはタップ利得メモリ４
８のビット数が有限であることの影響などによって（Ｃ
Ｉ）が必ずしも最適値（Ｃｉ　）、、ｔ　に収束せず、
本来は不要なタップ利得（ｅ・）口・・・・　を（−）
・＋ｐｔ　に加締したものになる。

（ＣＩ　）　ｌ＋ｕｌｌ：　が小さければ特に問題は無
いのであるか、上記した各種条件の組み合わせによって
（ユ（Ｃ，）。＊ｉ　ｓｏ　が無視できない程度の大き
さになったり、場合によっては（ｃｌ）。。ｉ５゜　が
一定値に収束せず、時間と共に発散したりすることもあ
る。

（Ｃｔ）。山。　の成長が特に顕著なのは、装置を簡素
化するために第（１）式の代りに、その近似としてｄ１
＝ｅ、　・・・（４） を用いた場合〈このような制御法をゼロ・フォーシング
アルゴリズムと言う）である。

ここに述べた（Ｃ１）ゎｏｌｓｅの成長を抑圧するため
に第（２Ｊ式の代りに で表される制御方程式を用いる方式が提案されている（
特開昭５７−１４５４４６号公報）。この方式は第（５
）式の（ｈｊ）を低域通過型に選べば（ＣＩ）。ｅｌａ
ａ　に含まれる正負正負−・・パターンが効果的に抑圧
されるので、低域でのゴースト消去性能をあまり犠牲に
せずに（ＣＩ）ｎｏ＋５゜　の成長ががなり抑圧される
というものである。

この方式は、不要タップ利ＩＪ　（ＣＩ　）　ｎｏｆａ
　の成長抑圧にはかなり効果的ではある反面、次のよう
な難点があった。すなわち、入力ビデオ信号に含まれる
ゴースト成分が大きいほど、これに比例して残留ゴース
トも大きくなるという点である。これは第（５）式が線
型な制御方程式であることの必然的な結果である。ゴー
スト消去装置の性能としてより、むしろ残留ゴーストの
絶対値がいかに小さいかということであるから、入力ゴ
ーストに比例して残留ゴーストが大きくなるのは実用上
好ましくない。

［発明の目的］ 抑えながら、不要なタップ利得の成長を効果的に抑圧で
きる自動等止器を提供することを目的とする。

［発明の概要］ 本発明はタップ利ｉｑ可変トランスバーサルフィルタを
含む波形等化回路と、前記トランスバーサルフィルタに
与えるべきタップ利得の値を記憶するタップ利得メモリ
と、このタップ利得メモリから読み出されるタップ利得
の値を前記波形等化回路の出力信号の歪を減少せしめる
方向に修正して、前記タップ利得メモリに再入力するタ
ップ利得修正手段とを備えた自動等化器において、前記
タップ利得メモリから読み出されたタップ利得が前記タ
ップ利得修正手段を経て前記タップ利得メモリに再入力
されるまでの経路内に減算手段を設けると共に、前記タ
ップ利得メモリから読み出したタップ利得の相続く複数
個の系列を入力とし、これリーク量演算手段を設け、こ
のリーク堡演算手段の出力を前記減算手段の減算入力と
するようにしたことを特徴としている。

ここで、リーク量演算手段は、数式で表現すればタップ
利得系列（Ｃ１）　（ｉ　−−Ｍ−Ｎ）を入力とし、第
１タツプに対応して１１： ただし くｆｋ）　：あらかじめ定められた複数個の非ゼロ要素
を含む系列 Ａ、Ｂ：正の整数（Ａ、Ｂのうち１つはＯでも可） Ｍ、Ｎニドランスバーサルフィルタの前方タップおよび
後方タップの段数 γ：正の定数 ｃ、　（ｉ　＜−Ｍ、　ｉ　＞Ｎ＞＝０なる信号または
これと等価な信号を出力するものである。

すなわち、本発明はタップ利得系列を線形変換したもの
でなく、線形変換した信号の極性をとってタップ利得系
列を非線形変換したものをタップ利得修正に際してリー
クとして付与することを骨子としている。

［発明の効果〕 本発明によれば、タップ利得系列の非線形変換により得
られたリークの付与により、入力信号に含まれるゴース
ト等の歪成分の大きさにかかわらず、出力信号中の残留
歪成分の絶対レベルを極めて小さく抑えつつ、不要タッ
プ利得の成長が抑圧された高性能、高安定な自動等止器
を実現することができる。

［発明の実施例］ 第２図は本発明の一実施例の全体的な構成を示したもの
で、その基本的構成要素の多くの部分は第１図と共通で
ある。従って第２図において、第１図との共通部分につ
いては、同一番号を付して示し、その詳細な説明は省略
する。第２図において新たに付加された部分は、リーク
量演算回路７０および減算回路７１である。

リーク量演算回路７０は、タップ利得メモリ４８から読
み出したタップ利得（Ｃ１）を入力としで なる演算を行う回路である。ここで５（ｌｎＸと（Ｘう
のは の意味である。Ａ、Ｂは正の整数で、（ｆｋ）　Ｉｔま
少くとも２個以上の非ゼロの実数値を含むあらｌ）１じ
め定めた系列であって、例えばｆ　−１＝−０，２５゜
ｆａ　＝０．５．ヂｔ＝−０，２５である。またγは正
の微小な定数（・ある。第（６）式４　ｉｌ　’Ｊりる
（、凭１つではＣ，−Ｈ１〜ＣＨのほかに・Ｑ　−）−
２Ａ〜Ｃ−−１やＣＮ−・１〜ＣＮ＋２Ｂも必要である
が、これらはタップ利得メモリ４８の範囲外であるので Ｃ−１１１−２Ａ〜Ｃ−１−１−１””’ＪＩ”Ｎ４−
１〜Ｃｈｉ＋２１１＝Ｏ−゛（Ｌｉ）として計算する。

第２図におけるタップ利得修正演算回路４７は、第１図
における場合と同様に第（２）式（式中のｄｉｔよ第（
１）式または第（４）式で与えられる）のタップ利得修
正演算を行うものである。その出力は減算回路７１の＋
側（加算入力）へ供給される。

一方、減算回路７１の一側（減算入力）には上述のリー
ク量演算回路７０の出力（第（６）式）が供給される。

従って減算回路７１出力を改めてＣＩ＋ｎｅｗと表現す
ると となり、これが更新されたタップ利得として、タップ利
得メモリ４８に再入力される。ただし、９式では”＋Ｏ
１ｄ　を単にＣ１と略記している。

第０式によるタップ利得修正を行った場合の効果を数式
を用いて説明する。

まず、第２図における誤差波形（ｅｋ）を、入力波形（
Ｘ＋ｌ、基準波形（ｒｋ）、タップ利得（Ｃ８）を用い
て表現するし ｅｋ＝ｘｋ十ΣＣ１Ｘｋ−１−ｒｋ°＝（ＩＱｉ＝−Ｍ である。従来の第（２）式（および第（１）式）による
自動等化器においては第（３）式で与えられるＥを最小
化するように、タップ利’ｆＪ（Ｃ１）を逐次修正して
いたわけであるが、ここでは最小化のための評価関数と
してＥの代りに、これに更【こタップ＋ｌＪ　ｌ停ｆこ
依存する項を加えた １＝−Ｍ　ｋ＝−Ａ を採用する。右辺第２項の絶対値配号内のΣｆｋｃ１十
ｋ　は、タップ利得系列（ＣＩ）を一つの時系列信号と
みなしたとき、これをイン／＜）レス応答（ｆ−ｋ）な
るフィルタに通したときの出力信号系列に相当する。従
来、不要タップ利得（ＣＩ）。ｏｌｎｃ　は、正負正負
・・・状のパターンになることが経験的に知られている
ので′、イン／＜Ｊレス応答（ｆ−１，）を高域通過形
（サンプリング系で（ま周波数１／Ｔ近傍を高域と称す
る）に選べば、Σｆｋｅｌ＋ｋ　はタップ利得（Ｃ２）
中の高域成分、すなわち正負正負・・・パターンを選択
的に強調することになる。従って第０℃式で表されるＪ
を最小化するということは、Ｅの最小化を幾分犠牲）こ
して（Ｃ１）中の不要タップ利得を選択的に抑圧するこ
とに相当する。その際、μは不要タップ利得のｔｒｉ圧
にどれだけの重きを置くかの重みづけを意味づ−る。

第αル式で表されるＪを最小化するには、ＪのＣＩに対
する微係数ａＪ７’ａｏ、をめ なるタップ利得修正を行えばよい。第αｊ）式からａＪ
／δＣ，をめると 得られる。ただし ａμ ２　°“賦 である。

すなわち、第０式、第（６）式によるタップ利得修正は
残留歪の最小化と共に、不要タップ利得の最小化を合せ
て目指したものである。

これと類似の効果は第（５）式によってタップ利得修正
を行っても得られることは前述した通りである。ちなみ
に、第（５）式の制御は第（１１）式のＪの代りを最小
化する制御であることを次に示す。

つまり、第α鞭式を０１について偏微分するとであるか
ら と置いて、第αり式〜第０８ｊ式を第α２式に代入すれ
ば、第（５）式が得られる。

すなわち、従来の方式（第（５）式）と本発明の方式（
第ｅ）式）との違いは、不要タップ利得の最小化のため
の評価関数として、残留歪に加えてタップ利１ｑの高域
成分の２乗和（従来方式）をとるか、絶対値和（本発明
の方式）をとるかにある。この違いの結果として、従来
方式では、タップ利得（Ｃ１）の高域成分のうちの絶対
値が大きいものは、絶対値が小さいものに比して、タッ
プ利得抑圧の絶対量が大きいのに対して、本発明の方式
ではタップ利得（ＣＩ）の高域成分がすべてのｉに対し
てほぼ一様な絶対量だけ抑圧されることになる。これを
残留歪という観点から眺めれば、従来方式では入力信号
中の歪成分が大きいほどこれを等化するのに寄与するタ
ップのタップ利得がその大きさに比例して抑圧されるこ
とになって、残留歪も比例的に大きくなるのに対し、本
発明の方式では、入力信号中の歪成分の大きさにはほと
んど関係なしに、すべてのタップについてタップ利得の
高域成分はＩＪぼ一様な量だけ抑圧されるから、結果と
して残留歪の大きさは入力信号中の歪成分の大きさには
ほとんど依存しないということになる。

上記した両方式の違いを、グラフで示せば大略第３図の
ようになる。図に示すように入力信号に含まれる歪成分
の大きさを横軸に、残留歪を縦軸にとると、従来方式で
は、（ａ　）のように残留歪は入ノｊ歪にほぼ比例する
のに対し、本発明の方式では（ｂ　）のように、横軸に
ほぼ平行な線になる。

例えば本発明をゴースト消去装置に適用したとして、ゴ
ーストの視覚的な検知限を図中の点線で表せば、残留ゴ
ーストを検知限以下にしうる入力ゴーストの大きさの範
囲は本発明によって大幅に拡大しうろことが判る。

次にリーク量演算回路７０において行うべき演算のいく
つかの変形例について述べる。

リーク量演算回路７０で行う演算は本来は第（６）式に
よるべきであるが、ハードウェアの簡単化、あるいは演
算をマイクロプロセッサのソフトウェアで行った場合の
ソフトウェアの簡単化のために実質的には第（６）式と
類似の効果を持つ、第（６）式の近似式を採用すること
も可能である。このような近似式の例としては、 がある。

第（１−υ式のｔＩは第（６）式のｔｌの極性だけをと
ってΔ。

Ｏｌ−Δに３値化したものであり、第α履式の１．は第
（６）式において、サフィックスｊで表した（ｆｊ）の
うち、（０の寄与だけを重視してｊ−０以外のｆ、の寄
与を無視した上でγｆａ＝Δとしたものである。これら
の近似値を第（６）式の代りに用いることによって、シ
ステムの性能はある程度影響を受けるが、第３図に示し
たような従来方式との定性的な相違点は保持される。

第（６）式、第（１４；、式、第（１υ式の各演算はハ
ードウェアによっても、またマイクロプロセッサのソフ
トウェアによっても実現可能であるが、演算過程をブロ
ック図で示せば、第４図〜第６図のようになる。第４図
は第（６）式に、第５図は第α禎式に、第６図は第（ハ
）式にそれぞれ対応する。

第４図〜第６図において、７２はそれぞれ第（６）式、
第αΦ式、第（ｌｃＪ式の０内の積和演算ブロック、７
３は（）内の極性判別ブロック、７４は第（６）式、第
（２）式の（）外の積和演算ブロック、７５は系列ｆｋ
のメモリ、７６は定数αを乗じる乗算ブロック、７７は
第α→式の（）内の極性判別ブロック、７８は定数を乗
じる乗算ブロックである。

なお、以上の説明では、第（６）式におけるγや、第α
、シ式、第１０式におけるΔはあらかじめ定められた定
数としたが、これは説明の便宜上であって、そのときの
システムの動作状態に応じてγやΔの大きさをいくつか
の選択可能な値の中の一つに選択設定するような手段を
追加しても本発明の趣旨を逸脱するものではない。

また、第２図に示したトランスバーサルフィルタについ
てはタップ利得をＯに固定し、それに伴って基準波形波
回路４５および差回路４３を省略した構成がゴースト消
去装置ではよく用いられるが、このような回路構成であ
っても本発明は同様に適用できる。

さらに、波形等化回路６０に関しても、前方タップにつ
いてのトランスバーサルフィルタ２０’と明を同様に適
用することが可能である。

また、第（９）式右辺第３項のｃｌの与え方は第（１）
式または第（４）式に限定されるわけではなく、従来知
られている各種の変形はいずれも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動等止器のブロック図、第２図は本発
明の自動等化器の一実施例のブロック図、第３図は本発
明の詳細な説明するための入力信号中の歪の大きざに対
する出力残留歪の変化を示す図、Ｍ４図〜第６図は本発
明の構成要素であるリーク量演算回路の具体的構成例を
示す図、第７図は本発明の他の実施例における波形等化
回路の構成を示す図である。 ６０・・・トランスバーサルフィルタを含む波形等化回
路、４８・・・タップ利得メモリ、４７・・・タップ利
得修正演算回路、７０・・・リーク量演算回路、７１・
・・減算回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）　タップ利得可変トランスバーサルフィルタを含
   む波形等化回路と、前記トランスバーサルフィルタに与
   えるべきタップ利得の値を記憶するタップ利得メモリと
   、このタップ利得メモリから読み出されるタップ利得の
   値を、前記波形等化回路の出力信号の歪を減少せしめる
   方向に修正して前記タップ利得メ、モリに再入力するタ
   ップ利得修正手段とを備えた自動等化器において、前記
   タップ利１ｑメモリから読み出されたタップ利得が前記
   タップ利得修正手段を経て前記タップ利得メモリに再入
   力されるまでの経路内に減算手段を設けると共に、前記
   タップ利得メモリから読み出したタップ利得の相続く複
   数個の系列を入力とし、これら複数個のタップ利得系列
   の線型和の極性符号を独立変数どする所定の関数の関数
   値を出力とするリーク団演算手段を設け、このリーク量
   演算手段の出力を前記減算手段の減算入力とすることを
   特徴とする自動等化器。
2. （２）前記リーク量演算手段は、タップ利得系列（ｃ＋
   ）（ｉ＝Ｍ〜Ｎ）を入力とし、第ｉタップに対応してＪ
   ｌｉ　： ただし くｆｋ）　：あらかじめ定められた複数個の非ゼロ要素
   を含む系列 Ａ、Ｂ：正の整数（Ａ、Ｂのうち１つはＯでも可） Ｍ、Ｎ：ｌ−ランスバーサルフィルタの前方タップおよ
   び後方タップの段数 γ：正の定数 ｅ＋（！　＜−Ｍ、　ｉ　＞Ｎ＞　＝Ｑを出力とするも
   のであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   自動等化器。
3. （３）前記リーク量演算手段ｔ−お叫弁（Ｆ桐１≠−は
   、タップ利得系列（ｃ＋）　（ｉ　＝−Ｍ−Ｎ）を入力
   とし、第ｉタップに対応してｔｌ： ただし くｆｋ）：あらかじめ定められた複数個の非ゼロ要素を
   含む系列 Ａ’、Ｂ：正の整数（Ａ、Ｂのうち１つはＯでも可） Ｍ、Ｎニドランスバーサルフィルタの前方および後方タ
   ップの段数 Δ：正の定数 Ｊ　（ｉ　＜−Ｍ、　ｉ　＞Ｎ）　＝０を出力とするも
   のであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   自動等化器。
4. （４）　前記リーク量演算手段は、タップ利得系列（ｅ
   ｌ）　（＋　＝−Ｍ−Ｎ）を入力とし、第１タツプに対
   応してｔｌ： ただし くｆｋ）：あらかじめ定められた複数個の非ゼロ要素を
   含む系列 Ａ、Ｂ：正の整数（Ａ、Ｂのうち１つはＯでも可） Ｍ、Ｎ：ｌ−ランスバーザルフィルタの前方タップおよ
   び後方タップの段数 Δ：正の定数 ｅｌ（ｉ　＜−Ｍ、　ｔ　＞Ｎ）　＝Ｑを出力するもの
   であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自
   動等化器。