JPS6098802A - 電気車制御装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、鉄道ヰＬ　１ｉｌｉｊの誘導電動機制御装置
の改良に関する。

〔発明の技術的背景〕

鉄道車両の主爪ｌｌ１ｊ機として誘導電動機を使用する
ことは、小形軽ｋｉｔ化およびメ／テナノスフリーの点
から太ぎた利点がある。誘導電動機を効率よく速度制御
するためには、可変′電圧・可変周波数制御（以下、Ｉ
ｔ’ＶＶＶＦＪｌという）が必要で、通常サイリスクな
どを用いたＶＶＶＦイノノ々−夕が使用されろ。

第１図は代表的７エＶＶＶＦイノノ々−タシステムの榴
成を示す概要図である。

架緩からノξンタグラフ３１により供給されろ゛電源電
流はりアクドル３２−コノデノサ３３で形成するフィル
タケ経て、インバータ部３４に流入し、ここでＶＶＶＦ
乞経てその出力により誘導電動ｊｌ幾３５を駆動する。

コ／デ／す３３の両瑞に接続されたコノデノサ厄圧検知
器３６により電源電圧（イ／）々−タ電圧）Ｅｏが検出
され、イ／パータ部讃の出力側の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）
にそれぞれ配設されたモータ電流検出器（たとえば変流
はＪ）により各相電流■。。

桟、ＩＷが検出され、誘導電動機３５の回転数ＰＧは回
転数検知器１により検出されるようにしである。

第２図は、訪導′ＦＪｊ、動機３５の１相分の等価回路
と、ＶＶＶＦイノパータおよび入力フィルタとの関係を
示した図で、３２は入力フィルタリアクトルＬ。、３３
は入カフイルタコ／デノサＣ８であり、ＶＶＶＦイ／パ
ーク３４の出力段に接続されるかは１次漏れインダクタ
ンスＬ１．２１は１次抵抗Ｒ１，２２は励磁インダクタ
ンスＬ、１．２３は２次漏れインダクタンス１（２ Ｌ２、消は尋１’ｔｉｉｉ　２次抵抗Ｔである。ここで
Ｓは誘導電動機３５のすべりで、次のように定義される
。

このＶＶＶＦ’方式は制御そのものが復雑であるという
点と、電源高調波低減のためにＰＷＭ変調を行なわなけ
ればならないなどの点から高度な制御技術が要求される
。

従来、このようなＰＷＭ変調ｖＶｖＦイ／バータの制御
部として、第３図に表わすような方法が行なわれていた
。

第３図は従来のＶＶＶＦイ／パータの制御部ンブロック
図で示したもので、１は回転数を検知する）ぐルスジエ
ネレータ、２はＡルスジエネレータ信号より回転周波数
ＦＲを算出１−る回転周波数演算部、３はノξルスジエ
ネレータ信号の時間変化率より空転及び滑走を検知する
空転滑走検知部、４は走行指令ＭＣおよびノツチ指令Ｐ
／Ｂを与えるマスコ／及びブレーキ弁、５はマスコ／Ｊ
”４令Ｍ　Ｃ。

ら荷重ＶＬおよび空転滑走条件ＷＳＤＫ応じて電流指令
値ＩＣを算出する電流指令値演算部、６はノツチ指令Ｐ
／Ｂによって力行Ｐ２回生Ｂを判別するカ行回生判別部
、７は電流指令値Ｉ。およびＰまたはＢ電性および電流
指令値工。と誘導電動機の電流工　との゛市流偏差工。

Ｋ応じて基準すべり周波数ＦＳ、およびすべり周波数Ｆ
Ｓを算出Ｊ−るすべり周波数演算部、８はインバータ周
波ｕＦおよび架線電圧Ｅ。より変調率ＡＬを算出する変
調率演算部、９はインバータ周波数Ｆより変調ノξルス
モードＮを算出する変調・ぞルスモード演算部、そして
■０はイ／パータ出力周波数Ｆ、変調ノξルスモードＮ
および変調率ＡＬにしたがってＰＷＭ変調ケ行な’）Ｐ
ＷＭ変調部であるー。

刀はモータ電流指令値演算部で、その詳細を第４図に示
す。

４１シま減算器、４２は係数器、４３は入力の２乗の相
の平方根を導出する演算器である。

ここで、 ン演丼１−ることにより実効値ン得る。

また、第５図は第３図に表わしたすべり周波数演算部７
の詳細を示したもので、電流指令値■。

ン入、７］する関数器１１の出力として与えられる基準
すべり周波数ＦＳ□と電流偏差■。の−次遅れ補償器１
２の出力として与えられる定電＋ＭＵ補正丁べり周波数
ＦＳ２の相馨、リミッタ１３を通してから丁べり周波数
ＦＳとして出力している。これによｔ）Ｉ０≧工Ｒ（な
る定電流制御が行なわれる。

以上の制御による電車の性能曲線乞第６図に示す。

車両速度Ｏ〜ｖＡの範囲は、出力゛電圧ＥＭ／車両速度
（即ちイ／パータ周波−１Ｆ）比一定で定トルク特性と
なる。

ｖＡ〜■３の範囲は、トルクＴｅ　”　＊Ｊｕ沼［１１
イノパータの出力・１ム、圧からみれば、車両速度０〜
ＶＡでは可変１（Ｌ圧制御領域であり、ＰＷＭ制御制御
性なう。

８１図はイノパータ出力′Ｉシ圧波形を示した図である
。

ｆｆｇ　７図（ａ）は、−例として３・ξシスモード時
の蹴圧波形を表わす。車両速度が低いところでは、１サ
イクル当りの・ぞルス数を増やしてモータ電流を正弦波
に近づける。

ｍ　７　図（ｂｌは、１・ぞシスモード時の成形で、車
両速度■Ａ以上では定電圧領域となる。

〔背景技術の問題点〕

第２図において、入力フィルタリアクトルし。

と入カフイルタコ／デ／すＣ８で構成した入力フィルタ
回路と誘導電動機側のりアクタンスＬｍとの間で流れよ
うとする振動電流（ハ／チノグ電流）ニ対してダンピン
グ要素となるものは、直列に入っている１次抵抗Ｒ□と
並列に入る等価２次抵抗はど、また表土は小さいほどダ
／ビ／グ効果が太きい。ところが、Ｒ□はその値は非常
に小さくまＲま た逆に薯「はもともとＳの値が小さく特にイノパー２周
波数Ｆが高周波になるほどＳはさらに小さくなるので、
ともにこれだけでは大きなダ／ピ／グ効果を期待するこ
とはできない。したがって第５図及び第３図で示したよ
うに率にすべり周波数ＦＳによる定電流制御な行ないな
がらｖｖｖｉ；”制御をしていたのでは、主回路に振動
電流が発生した場合、これを整定することができなかっ
た。

〔発明の目的〕

ここにおいて本発明は、従来装置の難点を克服し、電気
車駆動用誘導電動機をＶＶＶＦイノパータによりすべり
周波数制御する場合の主回路の振動電流を、すべり周波
数に補正を加えることにより阻止する電気車制御装置の
制御方法を提供づ−ることな、その目的とづ−る。

〔発明の概要〕

本発明は、架線からの入力側にリアクトルとコ／デ／す
からなるＴ、　Ｃフィルタを有し、低速域では被数・ξ
ルス列出力電圧制御、高速域では早−・ぞルス列出力電
圧制６１Ｂを行なつ・クルス幅変調制御イ／パータで肪
導電ｉａ機を駆動する電気車制御装置において。

負荷の誘導電動機への各相電流と各相電圧を導入し電動
機電流実効値と９０°遅れ電流実効値を導出する電流実
効値演算回路を設け、 かつ、これら電動機電流実効値と、９０°遅れ電流実効
値と、電流指令値と、電流実効値と電流指令値の偏差と
、カ行か回生かの判別信号と、変調・ぞルスモード信号
と乞それぞれ導入しすべり周波数を演算等比するすべり
周波数演算部を備え、このすべり周波数演算により、 低速域では、前記誘導策ｒＡｈ機の電流の全実効値の微
分補償要素をすべり周波数に、カ行時は加算補イ賞し、
回生時は減算補償するとともに、高速域では、出力電圧
位相に対して９０度遅れ位相の電流実効値の微分補償要
素をすべり周波数に。

カ行時は加算補償し、回生時は減算補償する、電気車制
御装置の制御方法である。

〔発明の実施例〕

本発明のＶＶＶＦイノパーメの制御部の一実施例の構成
を表わしたブロック図な第８図に示す。

１７の丁べり周波数演算部および４０の電流実効値演算
部以外は第３図と同一の構成である。

また、第９図は第８図におけるすべりｙ３波数演算部１
７の詳細ン示したもので、第５図の構成にモータ電流実
効値Ｉ　及び９０度遅れ電流実効値”ＭＲの微分補償器
１４とカ行１回生により極性を反転させるスイッチ１５
ならびに１７ぞルスモード指令ＩＰによりエラと工ＭＲ
を切換えるスイッチ１８を追加したものである。

第１０図は、第８図における電流実効値演算部の詳細を
示したものであり、第４図の構成に減算器４５　、５１
　、５５　、６１　、６５および掛算器４４　、５４　
、６４ならびに加算器７１を追加したものである。

ここでｖＵ、ｖｖ、ＶＷは１７ソルスモードにおける各
相電圧の電圧位相を表わす。例えば４５０減算器により
■。−■７はＵ−Ｖ間の電圧位相を示す。

いま、 ｖＵ−ｖｖ−Ｋｓｉｎωｔ・・曲面曲曲（１）Ｖｖ−％
　＝　Ｋ　ｓｉｎ　（ω１−＝π）　−・−曲ｆ２１ｖ
、−ｖ、　＝　Ｋｓｉｎ（ωｔ−１π）曲面・（３）と
すれば、 Ｉ、　＝　ＩＭｓｉｎ　（ωｔ＋θ）・・・曲面曲（４
）Ｉ、＝　ＩＭｓｉｎ（ωｔ＋θ−Ｔ　ｙｔ）　−（５
１１ｗ　＝ＩＭｓ　ｓｎ　（ωｔ＋θ−，ｘ）　−（６
１となる。ここでω＝２πＦ（Ｆはイ／パータ周波数で
ある）、θは力率角位相を示す。

ｊ４１　、　ｆ５）　、　（６１式より第１Ｏ図におけ
るＹ□、Ｙ２．Ｙ３は Ｙｌ−ＩＭｃｏｓ（ωを十〇）　・・・・・・・・・・
・・・・・　（力Ｙ２＝■ＭＣ０５（ωを十〇−ｉπ）
・・・・・・・・・　（８）Ｙ３−１ＭＣ０８（ωｔ＋
ｏ−、π）・・・・・・・・・（９）となるので、掛算
器４４　、５４　、６４の出力乞７１の加算器で合成し
た”ＭＲは、 ＩＭＲ＝　Ｋ　ｓｉｎ　（７Ｊ　ｔ　＊　ｌＭＣＯ８（
（１）　を十〇）２ 十Ｋｓｉｎ（ωｔ−１π）　＊　ＩＭｃｏｓ（ωｆ＋θ
−Ｔ　π）４ ＋　Ｋｓｉｎ　（ωｔ　−、す・工ＭＣｏｓ（ωを十〇
−了π）＝昔Ｋ・■や・５ｉｎＯ・・・・・・曲・・・
・・・・・（１０１となる。この”ＭＲは各相の線間電
圧位相に対して、９０度（π／２）遅れた電流実効値を
示す。

すなわち、第１Ｊ図に表わすように線間電圧位相Ｋｓｉ
ｎωｔに対して、モータ電流Ｉ、５ｉｎ（ωｔ＋θ）＝
１Ｍｓｉｎωｔ　ａ　ｃｏｓθ＋ＩＭｓｉｎωｔｓｃｏ
ｓθと９０度（π／２　）遅れ電流成分■ＭＣＯ８ωｔ
＋＋ｓｉｎθに区別される。従って（１０）式は９０度
遅れ電流成分の実効値となる。

第２図においてＩＭＲはｎの励磁リアククノス分を流れ
る電流実効値に相当する。

次に本発明の作用を述べる。

ＶＶＶＦイ／パータは交流出力電圧ＥＭとすべり周波数
ＦＳを独立に制御することができ、第６図の１０制御特
性要因図に示した通りそれぞれ次のように制御される。

つまり、ＶＶＶＦ’インバータの交流出力電圧ＥＭと出
力周波数Ｆとが比例レボ係にある第６図に表わした出力
周波数Ｆが０から交流出力型ＩｆＥＭが飽和する点Ｆ□
の範囲では、父流出力電圧賄とすべり周波数ＦＳは共に
制菌可能で、電流指令値工。

と誘導電！＋力機の電流工Ｍは等しくなるように制御し
、ＶＶＶＦイノパータ出力周波数Ｆが前記Ｆ１を超え誘
導電動機をすべり周波数制御１ｉ１１する上で、すべり
周波被測６１１１可能な最大のすべり周波数ＦＳに相当
するＶＶＶＦインバータ出力周波数Ｆ２　の範囲では、
交流出力型ｌＥＥＭは最大値を出力し、すべり周波数Ｆ
Ｓが制御され、電流指令値■。と誘導電動機の電流工Ｍ
は前述と同じく等しくなるよう制御し、ＶＶＶＦイ／・
々−タ出力周波数Ｆが前記Ｆ２を超える範囲では、交流
出力電圧８Ｍ９丁べり周波数ＦＳ共に最大値一定で、誘
導電動機の電流■ヤは電流指令値工。より少ない状態で
制御される。

ＶｖＶＦイノパータにおいて、振動現象のダノピ／グを
強化する方法として通常考えられる方法は。

一般の変換器で行なわれているように誘導電動機の電流
ＩＭの微分要素を負帰還でＶＶＶＦインバータの交流出
力電子Ｅヶの制御／クラメータである変調率ＡＬに加え
る方法である。この方法は第２図において］辰動電流分
についてのみ見かけ上過渡的に１次抵抗Ｒ１ビ大きくす
る方法であり、電圧乞可変と￥る側脚変換器すなわちＶ
ＶＶＦイノパークに限らずチヨツ・ξ装置１位相制御整
流器、ＣＶＣＦイノパータなどどれでも共通に有効な方
法であるが、この方法はＶＶＶＦイ７パータの出力周波
数ＦがＯ〜Ｆ□の・範囲の領域でのみしか適用できない
から、それ以外の領域では当然アンチハ／ト効果は失な
われてしまう。

そこで本発明ではＶＶＶＦインバータ特有の１ｌｉｌＪ
仰要素であるすべり周波数ＦＳに着目し並列共振条件の
変更、制７１１　乞行なうことによりア／チハ／トを実
現させるもので、具体的には矢のような作用により”ア
／チハノトが行なわれる。つまり、第２図で前述したよ
うにダ／ビ／グな強化するだめのもう一つの要素２次等
価抵抗−を撮動電流に対してのみ過渡的に小さくできれ
ばよいわけであるが、すべり周波数Ｆ’　Ｓの定常的な
値は、電流指令値■　と誘導電動（茂の電流工やを等し
くするための第５図に示した電流指令値工。による基４
すべり周波数ＦＳ、と１１Ｌ流偏差ＩＵの一次遅れ補償
の定電流補正すべり周波数ＦＳ２の相である定電流制御
要素によって決定されるので、誘導電動機の電流エラに
重畳する振動電流、すなわち、誘導電動機の電流ＩＭの
痩化分についてのみすべり周波数ＦＳを調整丁）、）要
素を追加すればよいことになる。

第９図におい又、モータ電流−の微分？＋ｎ　’ｕ’ｊ
ｉ：＝１４により微分要紫ＦＳ３を力行時はスイッチ１
５により前記基準すべり周波数ＦＳ□と定電流補正すべ
り周波数ＦＳ２の相に対して加算することにより、モー
タ電ａＩＭが増加しようとすると、Ｒ２／Ｓが小さくな
り、第２図に示した励磁インダクタンスＬｍに流れ込む
電流が増加しないように作用し、反対にモータ電流エヤ
が減少しようとすると、Ｒ２／Ｓが大きくなりＬｍの電
流が減少しないように作用する。

この作用は、モータ電流■つに振動電流が発生しても励
磁インダクタンスＬｍの電流を一定に保とうとするもの
であり、振動電流を等価２次抵抗の過渡変化により、吸
収するものである。

ところで、前述した第６四において出力周波数０〜Ｆ□
　の領域は複数・ぞルスモード〔例えば第７図（ａ）の
３パルスモード〕で、出力電圧／出力周波数の比が一定
に保たれるから、第２図における励磁インダクタンス”
ｍに流れる電流も一定であるが、出力周波数Ｆ□〜Ｆ２
の領域では１・ξルスモード〔第７図（ｂ）〕で出力′
蹴圧が飽和するので、出力周波数の増加に従って励磁イ
ンダクタンスＬｒｎに流れる電流も定常的に減少する。

従って、この１／々ルスモード領域では励磁インダクタ
ンスＬＩｎに流れる電流が定常的に変化するので、モー
タ電流の全実効値（励磁インダクタンスＬＩ’ｒｌに流
れる電流と２次等価抵抗Ｒ２／Ｓ　ｉｃ流れる電流のベ
クトル和）であるエヤの変動分検知では効果が小さい。

そこで、第９図において、１ノぐルスモードでは前述し
たように励磁インダクタンスＬｒｎに流れる電流に相当
する工、□ｎ（線間′成田位相に対して９０度遅れ電流
成分）の微分補償器１４により微分要素ＦＳ３をカ行時
はスイッチ１５Ｖｃより前記基準すべり周波数ＦＳ□と
定電流補正すべり周波ｅＦＳ２の和に対して加算するこ
とにより、励磁イノダクタ／スＬｍＶｃ流れる電流が増
加しようとすると２次等価抵抗Ｒ２／Ｓが小さくなり、
反対に励磁インダクタンスＬ　に流れる電流が増加しよ
うとすると２次等価抵抗Ｒ２／Ｓが大きくなり、励磁イ
ンダクタンス”ｍの電流の振動を抑制しようとするもの
である。

なお、力行の場合は電力を電源側より供給しているので
、モータ電流へ〇又は励磁インダクタンスＬｍに流れる
宣流工ＭＲが増加しようとする時は、２次等価抵抗Ｒ２
／Ｓな小さくすることにより、その上昇を抑えるように
複数ノξルスモードではモータ電Ｂ　Ｉ　、　１　／ξ
ルスモードではＩＭＲの微分要素乞正帰還で加えるが、
電力回生ブレーキの場合は、逆に電力な電關に返還する
ので、前記微分要素娶負帰還で加えることによりカ行時
と同様のダノビノグ〃Ｊ果が得られる。

〔発明の効果〕

かくして本発明によれば、誘導′電動機を入力フィルタ
を有ＹるＶＶＶＦイノパータで′１−べり周波数制訪１
により駆すυｒする場合に発生する主回路電流の振動’
ｉｉｊ流を定′Ｆｕ流制御性能を何等損ねることなくｆ
ｉ！’ｊ単に阻止でき、電気車制御装置の制御方法とし
てこの分野に益するところが大きい。

【図面の簡単な説明】

ｄｙ　１図は代表的なＶＶＶＦイ／パータ回路図、第２
図は誘導電動機の１相分等価回路とＶＶＶＦイノパータ
、入力フィルタの関係図、第３図は従来のＶＶＶＦイ／
パータ↑：ｉｌＪ　ｂ！ｉｆブロック図、第４図はモー
タ調流実効値演算ブロック図、第５図は従来のすべり周
波数演算ブロック図、第６１凶はＶＶＶＦイノノ々−り
制御特性図、第７図は各変調ノξルスモード時の出力電
圧波形、第８図は本発明の一実施例の回路宿成を示す・
ｌＴ制御ブロック図、第９図は第８図におけるすべり周
波数演算部の詳、Ｍｉｔｔ図、第［０図は第８１因にお
ける電流実効値演算部の詳細図、第１１図は第１Ｏ図の
電流実効値演算の動作説明図である。 ｌ・・・・ξルスジエネレータ、２・・・回転周波数演
算部、３・・・空転滑走検知部、４・・・マスコノ及び
ブレーキ弁、５・・・電流指令値演算部、６・・・力行
回生判別Ｗ１５．８・・・変調率演算部、９・・・変調
・ぞルスモード演算部、１０・・・ＰＷＭ変ｉ！”Ｊ部
、１４・・・微分補償器、１５　、　Ｌ８・・・スイッ
チ、　１７・・・すべり周波数演算部、４０・・・電流
実効値演３”７１部、　４１，４５，５１．５５．６１
　、６５・・・減算器、４３・・・ＲＭＳ演算器、４４
　、５４　、６４・・・掛算器、７１・・・加算ツ。 第１０図 聞

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、装線かもの入力側にリアクトルとコ／デノサからな
   るＬＣフィルタを有し、低速域では（ＩＭパルス列出力
   ・ｋ圧制御、高速域では年−・ξルス列出力電圧′制御
   迎乞行なう／ξルス幅変調′訓（至）インバータで誘導
   電動１幾乞駆動する電気車制御装置において、 １狙記板数パルス列出力正ＩＪ：、ｆ３１Ｊ御時は、前
   記誘導電動、：歳の電流の全実効値の威分帰偵要素馨丁
   べり周波数に、カ行時は加算補１ｆ′ｚシ、回生時は減
   算補償するとともに。 前記牢−パルス列出力′祇圧制御卸時は、出カー圧位相
   に対して９０度遅れ位相の電流実効値の微分子ｌｌ償要
   −Ａをすべり周波数に、カ行時は加算補償し、回生時は
   減算ｉ’！（Ｉ償すること乞％依とする′ｌ［Ｌ気車、
   ’ｉｉｌ　ｉｌｌ’ｌｌ装首、の１しｌ］呻方法。