JPS61121773A - 交流直流電力変換装置の制御方式 - Google Patents
交流直流電力変換装置の制御方式Info
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- JPS61121773A JPS61121773A JP23843084A JP23843084A JPS61121773A JP S61121773 A JPS61121773 A JP S61121773A JP 23843084 A JP23843084 A JP 23843084A JP 23843084 A JP23843084 A JP 23843084A JP S61121773 A JPS61121773 A JP S61121773A
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- inductance
- switch element
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はスイッチング素子を用いた交流直流′電力変換
装置に県シ、特に交流電源側のインダクタンスに基づく
転流リアクタンス電圧降下の影響を低減するのに好適な
交流直流電力変換装置に関する。
装置に県シ、特に交流電源側のインダクタンスに基づく
転流リアクタンス電圧降下の影響を低減するのに好適な
交流直流電力変換装置に関する。
近年、ゲートターンオアサイリスタ等の自己消弧形半導
体スイッチング素子の開発が進み、素子も大容量化され
て各方面に実用されているう電力変換装置の分野におい
ても、各種スイッチング素子が採用されており、特に交
流電源側のインダクタンスに基づく転流リアクタンス電
圧降下による電力つまり無効電力を低減する制御装置に
も使われ始めている。
体スイッチング素子の開発が進み、素子も大容量化され
て各方面に実用されているう電力変換装置の分野におい
ても、各種スイッチング素子が採用されており、特に交
流電源側のインダクタンスに基づく転流リアクタンス電
圧降下による電力つまり無効電力を低減する制御装置に
も使われ始めている。
例えば、３相電流回路におけるスイッチ素子のターンオ
フによって生ずる電源側インダクタンスの電磁エネルギ
を、別設したダイオード整流回路を介してコンデンサに
蓄え、更に別設したスイッチ素子を使用して前記コンデ
ンサに蓄えられたエネルギを負荷に供給する制御方式が
提案されている。（昭和５８年電気学会全国大会講演論
文集４５７「力率改善形整流回路の新しい強制転流方式
」） しかしこの制御方式では、スイッチ素子で構成された整
流回路の外に余分にダイオード整流回路と別のスイッチ
素子が必要であり、回路構成並びに制御が複雑化するう
らみがある。
フによって生ずる電源側インダクタンスの電磁エネルギ
を、別設したダイオード整流回路を介してコンデンサに
蓄え、更に別設したスイッチ素子を使用して前記コンデ
ンサに蓄えられたエネルギを負荷に供給する制御方式が
提案されている。（昭和５８年電気学会全国大会講演論
文集４５７「力率改善形整流回路の新しい強制転流方式
」） しかしこの制御方式では、スイッチ素子で構成された整
流回路の外に余分にダイオード整流回路と別のスイッチ
素子が必要であり、回路構成並びに制御が複雑化するう
らみがある。
交流直流の電力変換装置においては、交流電源と整流素
子間に電源用発電機や変圧器等によるインダクタンスが
存在すると、相（線）電流が切υ変わる時に転流の重な
υ期間が生じる。この現象は、インダクタンス成分が大
きくまた相電流が犬さいほど顕著に現われ、交流電圧に
対して相電流の位相が遅れる。すなわち、力率が悪くな
り、整流装置の出力として得られる有効電力が低下する
。
子間に電源用発電機や変圧器等によるインダクタンスが
存在すると、相（線）電流が切υ変わる時に転流の重な
υ期間が生じる。この現象は、インダクタンス成分が大
きくまた相電流が犬さいほど顕著に現われ、交流電圧に
対して相電流の位相が遅れる。すなわち、力率が悪くな
り、整流装置の出力として得られる有効電力が低下する
。
第１図は、３相電源側のインダクタンスが大きい場合に
おけるダイオード素子を用いた整流装置の回路図である
。
おけるダイオード素子を用いた整流装置の回路図である
。
１は３相電源部で、２，３．４は３相各相の電圧源、５
，６．７は各相電源の内部インダクタンスを示す。８は
ダイオードブリッジによる整流装置、９は平滑リアクト
ル、１０は負荷である。
，６．７は各相電源の内部インダクタンスを示す。８は
ダイオードブリッジによる整流装置、９は平滑リアクト
ル、１０は負荷である。
第１図のような電源側内部インダクタンスの大きなダイ
オード整流装置の理論解析は、電気学会論文誌（昭和５
６年１月、論文５６−Ｂｓｒ地上コイル磁束利用車上電
源システムとその特性」）で詳細に報告されているよう
に、転流重なシ期間の状態により３つのモードが存在し
、整流装置の出力電圧は出力電流が大きくなるにつれ急
激に低下することが知られている。
オード整流装置の理論解析は、電気学会論文誌（昭和５
６年１月、論文５６−Ｂｓｒ地上コイル磁束利用車上電
源システムとその特性」）で詳細に報告されているよう
に、転流重なシ期間の状態により３つのモードが存在し
、整流装置の出力電圧は出力電流が大きくなるにつれ急
激に低下することが知られている。
第２図は、第１図の整流装置における出力電圧−電流の
実測特性を実線で示すもので、実験条件は３相電圧源２
，３．４０電圧を５０Ｖ／相（５０Ｈｚ）、電源内部イ
ンダクタンス５，６．７を０．８６ｍＨ／相（内部抵抗
＝０．１０６Ω／相）、平滑りアクドル９を４ｍＨ１負
荷１ｏを２．３２Ωから０．１２９Ωまで変えて測定し
たものである。
実測特性を実線で示すもので、実験条件は３相電圧源２
，３．４０電圧を５０Ｖ／相（５０Ｈｚ）、電源内部イ
ンダクタンス５，６．７を０．８６ｍＨ／相（内部抵抗
＝０．１０６Ω／相）、平滑りアクドル９を４ｍＨ１負
荷１ｏを２．３２Ωから０．１２９Ωまで変えて測定し
たものである。
第２図の破線は、転流型なりによるリアクタンス電圧降
下を無視した場合の出力電圧−電流特性を示すが、これ
と実測の出力電圧−電流特性を比較すると、負荷電流Ｉ
ｔ、が大きくなるにつれて、電源側内部インダクタンス
によるリアクタンス電圧降下が増加して、出力電圧Ｖ
ｏ ｃが急激に低下していることが知られる。
下を無視した場合の出力電圧−電流特性を示すが、これ
と実測の出力電圧−電流特性を比較すると、負荷電流Ｉ
ｔ、が大きくなるにつれて、電源側内部インダクタンス
によるリアクタンス電圧降下が増加して、出力電圧Ｖ
ｏ ｃが急激に低下していることが知られる。
本発明の目的は、交流電源側のインダクタンスが大きく
ても、出力に多くの有効電力を得ることのできる交流直
流電力変換装置を提供することを目的とする。
ても、出力に多くの有効電力を得ることのできる交流直
流電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明は、消弧可能なスイッチ素子で構成される整流装
置であって、その交流電源側にインダクタンスを有する
ものにおいて、上記スイッチ素子のターンオフによって
上記インダクタンスに発生する電磁エネルギを吸収する
コンデンサを設け、上記電磁エネルギによって上記イン
ダクタンスとコンデンサとの間に振動的に流れる電流の
方向とタイミングをとって次に点弧すべきスイッチ素子
をターンオンさせることにより、上記電磁エネルギの一
部を負荷へ供給することを特徴とする。
置であって、その交流電源側にインダクタンスを有する
ものにおいて、上記スイッチ素子のターンオフによって
上記インダクタンスに発生する電磁エネルギを吸収する
コンデンサを設け、上記電磁エネルギによって上記イン
ダクタンスとコンデンサとの間に振動的に流れる電流の
方向とタイミングをとって次に点弧すべきスイッチ素子
をターンオンさせることにより、上記電磁エネルギの一
部を負荷へ供給することを特徴とする。
ここで本発明の詳細な説明しておく。
第３図は、整流装置に自己消弧形の半導体スイッチング
素子であるゲートター／オフ・サイリスタＧＴＯを用い
た場合の回路図で、第１図の回路図に対してフリーホイ
ールダイオード１１とＧＴＯ式整流装置１２及びエネル
ギ吸収装置１３を新たに設けている。ＧＴＯ式整流装置
１２はＧＴＯ１２１〜１２６で３相回路を構成し、また
エネルギ吸収装置１３はコンデンサ１３１〜１３３’ｔ
’３相Ｙ回路を構成し、ＧＴＯ式整流装置の３相入力端
子に接続している。エネルギ吸収装置１３のコンデンサ
１３１〜１３３は、ＧＴＯ１２１〜１２６のターンオフ
時に電源側内部インダクタンス５゜６．７に蓄えられて
いた電磁エネルギを吸収して、ＧＴＯ１２１〜１２６に
印加されるサージ電圧を低減する効果等をもつものであ
る。
素子であるゲートター／オフ・サイリスタＧＴＯを用い
た場合の回路図で、第１図の回路図に対してフリーホイ
ールダイオード１１とＧＴＯ式整流装置１２及びエネル
ギ吸収装置１３を新たに設けている。ＧＴＯ式整流装置
１２はＧＴＯ１２１〜１２６で３相回路を構成し、また
エネルギ吸収装置１３はコンデンサ１３１〜１３３’ｔ
’３相Ｙ回路を構成し、ＧＴＯ式整流装置の３相入力端
子に接続している。エネルギ吸収装置１３のコンデンサ
１３１〜１３３は、ＧＴＯ１２１〜１２６のターンオフ
時に電源側内部インダクタンス５゜６．７に蓄えられて
いた電磁エネルギを吸収して、ＧＴＯ１２１〜１２６に
印加されるサージ電圧を低減する効果等をもつものであ
る。
ところで、ＧＴＯ１２１〜１２６のターンオフによシコ
ンデンサ１３１〜１３３に蓄えられたエネルギは、次に
電源側内部インダクタンス５，６゜７と共振して放電さ
れることになるので、このときＧＴＯ１２１〜１２６の
ターンオンする時点を適当な値とすることによ）、コン
デンサ１３１〜１３３の蓄積エネルギを負荷に供給する
ことが可能である。つまり、ＧＴＯ式整流装置において
は、ＧＴＯ１２１〜１２６の点弧角と消弧角の関係を適
当な値とすることによシ、出力に取り出せる電力を多く
することが可能となる。
ンデンサ１３１〜１３３に蓄えられたエネルギは、次に
電源側内部インダクタンス５，６゜７と共振して放電さ
れることになるので、このときＧＴＯ１２１〜１２６の
ターンオンする時点を適当な値とすることによ）、コン
デンサ１３１〜１３３の蓄積エネルギを負荷に供給する
ことが可能である。つまり、ＧＴＯ式整流装置において
は、ＧＴＯ１２１〜１２６の点弧角と消弧角の関係を適
当な値とすることによシ、出力に取り出せる電力を多く
することが可能となる。
先ず、本発明の説明の前にＧＴＯの点弧角と消弧角を次
のように定義する。第４図に、第３図の３相電源におけ
る相電源２の電圧に対するＧＴＯ１２１を対象とした時
の点弧角αと消弧角βの関係を示す。他のＧＴ０１２２
〜ＧＴＯ１２６についても、相電源２〜４の電圧に対応
して同様な関係で点弧角αと消弧角βが設定される。
のように定義する。第４図に、第３図の３相電源におけ
る相電源２の電圧に対するＧＴＯ１２１を対象とした時
の点弧角αと消弧角βの関係を示す。他のＧＴ０１２２
〜ＧＴＯ１２６についても、相電源２〜４の電圧に対応
して同様な関係で点弧角αと消弧角βが設定される。
ここで、出力に多くの有効電力を得るためのＧＴＯの点
弧角αと消弧角βの関係について実測した結果を第５図
〜第７図に示す。なお、実験条件は第１図回路のダイオ
ード整流装置の場合と同様で、新たに追加したエネルギ
吸収用コンデンサ１３１〜１３３の容量は１００μＦと
しである。
弧角αと消弧角βの関係について実測した結果を第５図
〜第７図に示す。なお、実験条件は第１図回路のダイオ
ード整流装置の場合と同様で、新たに追加したエネルギ
吸収用コンデンサ１３１〜１３３の容量は１００μＦと
しである。
第５図に、負荷１０の抵抗値を１．２２Ωとし、整流装
置１２におけるＧＴＯ１２１〜１２６のゲート信号幅を
１２０°一定でその点弧角α’ｔ＋３０’〜−２５６ま
で変化した時（従って、消弧角βは＋３０°〜＋８５°
）の負荷電流特性を示す。これから、点弧角αが＋１
０°〜−１００の範囲で負荷電流が多く得られることが
わかる。
置１２におけるＧＴＯ１２１〜１２６のゲート信号幅を
１２０°一定でその点弧角α’ｔ＋３０’〜−２５６ま
で変化した時（従って、消弧角βは＋３０°〜＋８５°
）の負荷電流特性を示す。これから、点弧角αが＋１
０°〜−１００の範囲で負荷電流が多く得られることが
わかる。
第６図に、負荷１０の抵抗値を１．２２Ωとし、点弧角
αを００に固定してゲート信号幅が１２０゜〜１５０°
となるように消弧角βを変化（従って、消弧角βは＋６
０°〜＋３０°）した時の負荷電光特性を示す。これか
ら、ゲート信号幅が１５００と広いほうが負荷電流が多
く得られることがわかる。
αを００に固定してゲート信号幅が１２０゜〜１５０°
となるように消弧角βを変化（従って、消弧角βは＋６
０°〜＋３０°）した時の負荷電光特性を示す。これか
ら、ゲート信号幅が１５００と広いほうが負荷電流が多
く得られることがわかる。
第７図に、点弧角α＝０°で消弧角β＝３００すなわち
ゲート信号幅１５ｏ０とした時の出力電圧−電流の実測
特性を実線で示す。なお図中に示す一点鎖線は、第２図
に示したダイオード式整流装置における出力電圧−電流
の実測特性を再現したものである。これ等を比較すると
、負荷１″０の抵抗値＝０．１２９Ωの場合、ダイオー
ド式整流装置ノ出力電力＆３ｋＷ（２０Ｖ、１６５Ａ）
に対してＧＴＯ式整流装置の出力電力は６゜１３ｋｗ（
２８Ｖ、２４４Ａ）と約２倍もの有効電力の増加が認め
られる。
ゲート信号幅１５ｏ０とした時の出力電圧−電流の実測
特性を実線で示す。なお図中に示す一点鎖線は、第２図
に示したダイオード式整流装置における出力電圧−電流
の実測特性を再現したものである。これ等を比較すると
、負荷１″０の抵抗値＝０．１２９Ωの場合、ダイオー
ド式整流装置ノ出力電力＆３ｋＷ（２０Ｖ、１６５Ａ）
に対してＧＴＯ式整流装置の出力電力は６゜１３ｋｗ（
２８Ｖ、２４４Ａ）と約２倍もの有効電力の増加が認め
られる。
また、図中に
点弧角α＝−２０’、消弧角β＝５０゜でゲート信号幅
を１５０°とした場合をΔ印点弧角α＝０°、消弧角β
＝ｓｏ加ゲート信号幅を１２００とした場合を塗りつぶ
した三角印で夫々示しているが、これからゲート信号幅
が１５０°の条件では点弧角α＝−２０°〜０°ｌ消弧
角β＝３０°〜５０°の範囲で多くの有効電力が得られ
ること及びゲート信号幅が１２０°では逆にダイオード
整流装置の場合よりも得られる有効電力が少なくなるこ
と等がわかる。
を１５０°とした場合をΔ印点弧角α＝０°、消弧角β
＝ｓｏ加ゲート信号幅を１２００とした場合を塗りつぶ
した三角印で夫々示しているが、これからゲート信号幅
が１５０°の条件では点弧角α＝−２０°〜０°ｌ消弧
角β＝３０°〜５０°の範囲で多くの有効電力が得られ
ること及びゲート信号幅が１２０°では逆にダイオード
整流装置の場合よりも得られる有効電力が少なくなるこ
と等がわかる。
そこで、これらの実測結果を参考に、ＧＴＯ式整流装置
において出力に多くの有効電力を得るための点弧角αと
消弧角βの関係について述べる。
において出力に多くの有効電力を得るための点弧角αと
消弧角βの関係について述べる。
第３図回路のＧＴＯ整流装置におけるＧＴＯ１２１〜１
２６が点弧角α＝０°、消弧角β＝３０’の条件で動作
している場合を考える。相電源４から相電源２への転流
はＧＴＯ１２３からＧＴＯ１２１への電流切換とＧ’ｒ
Ｏ１２５からＧＴＯ１２６への電流切換によって行われ
るが、ここではＧＴＯ１２３のＯＦＦ’からＧＴＯ１２
６のＯＮまでの期間に注目し、この期間中は相電源３の
相電流工３は負荷電流Ｉ１．に等しいものと仮定する。
２６が点弧角α＝０°、消弧角β＝３０’の条件で動作
している場合を考える。相電源４から相電源２への転流
はＧＴＯ１２３からＧＴＯ１２１への電流切換とＧ’ｒ
Ｏ１２５からＧＴＯ１２６への電流切換によって行われ
るが、ここではＧＴＯ１２３のＯＦＦ’からＧＴＯ１２
６のＯＮまでの期間に注目し、この期間中は相電源３の
相電流工３は負荷電流Ｉ１．に等しいものと仮定する。
第８図にＧＴＯ１２３とＧＴＯ１２６のＯＮ。
ＯＦ’Ｆ制御に伴う相電源４の電圧ｖ４と相電流工４及
びエネルギ吸収用コンデンサの電圧Ｖ’ｃの波形を、第
９図にその時の動作モードに対応する等価回路を示す。
びエネルギ吸収用コンデンサの電圧Ｖ’ｃの波形を、第
９図にその時の動作モードに対応する等価回路を示す。
以下、各動作モードについて説明する。
ＧＴＯ１２３が消弧角β＝３００でターンオフすると、
それまで該ＧＴＯ１２３に流れていた相電流工４はエネ
ルギ吸収装置１３のコンデンサ１３１〜１３３を経て負
荷１０に流れる。即ち、インダクタンス７のもっている
電磁エネルギがコンデンサ１３１〜１３３に蓄えられる
。コンデンサ１３１〜１３３の端子電圧ＶＣは、零（そ
れまｆＧＴＯ１２１とＧＴＯ１２３が共にＯＮ状態にあ
るため）から次第に増加し、それと共に相電流工４は相
電流工２に転流することで減少する。
それまで該ＧＴＯ１２３に流れていた相電流工４はエネ
ルギ吸収装置１３のコンデンサ１３１〜１３３を経て負
荷１０に流れる。即ち、インダクタンス７のもっている
電磁エネルギがコンデンサ１３１〜１３３に蓄えられる
。コンデンサ１３１〜１３３の端子電圧ＶＣは、零（そ
れまｆＧＴＯ１２１とＧＴＯ１２３が共にＯＮ状態にあ
るため）から次第に増加し、それと共に相電流工４は相
電流工２に転流することで減少する。
（モード■）
相電流■４が零になるとエネルギ吸収装置１３ノコンデ
ンサ１３１〜１３３の端子電圧ｖｃは最大となる。この
とき、相電流Ｉ２は負荷電流Ｉｒ。
ンサ１３１〜１３３の端子電圧ｖｃは最大となる。この
とき、相電流Ｉ２は負荷電流Ｉｒ。
に等しくなる。（モー直口））
エネルギ吸収装置１３のコンデンサ１３１〜１３３の端
子電圧７０は、インダクタ／スフ→相電源４→相電源２
→インダクタンス５→コンデンサ１３１〜１３３の閉回
路で放電され、相電流工４はこれ′士でと逆極性に、ま
た相電流工２はこれまでと同極性で負荷電流Ｉ１．以上
に流れる。
子電圧７０は、インダクタ／スフ→相電源４→相電源２
→インダクタンス５→コンデンサ１３１〜１３３の閉回
路で放電され、相電流工４はこれ′士でと逆極性に、ま
た相電流工２はこれまでと同極性で負荷電流Ｉ１．以上
に流れる。
（モードの）
エネルギ吸収装置１３のコンデンサ１３１〜１３３の端
子ｉ圧ｖｃが零になると相電流工４、相電流■２は最大
となる。、即ち、コンデンサ１３１〜１３３に蓄えられ
ていたエネルギ（モード■で蓄えられたエネルギ）は、
再びインダクタンス５゜７の電磁エネルギに変換される
。（モード＠）この時点で、つまシ点弧角α＝００でＧ
Ｔ０１２Ｇがターンオンされると上記インダクタンス５
．７の電磁エネルギは、コンデンサ１３１〜１３３を前
とは逆極性に充電しながら遂次負荷１０に放出されるこ
とになる。
子ｉ圧ｖｃが零になると相電流工４、相電流■２は最大
となる。、即ち、コンデンサ１３１〜１３３に蓄えられ
ていたエネルギ（モード■で蓄えられたエネルギ）は、
再びインダクタンス５゜７の電磁エネルギに変換される
。（モード＠）この時点で、つまシ点弧角α＝００でＧ
Ｔ０１２Ｇがターンオンされると上記インダクタンス５
．７の電磁エネルギは、コンデンサ１３１〜１３３を前
とは逆極性に充電しながら遂次負荷１０に放出されるこ
とになる。
つまＤ、ＧＴＯのターンオフ時に放出される電源側内部
インダクタンスの′電磁エネルギを一旦工不ルギ吸収装
置のコンデンサに蓄え、それを再び電源側内部インダク
タンスに前とは逆極性の電磁エネルギとして与え、これ
を次のＧＴＯのターンオン時に負荷に放出することによ
り、負荷に得られる有効電力を増大させるものである。
インダクタンスの′電磁エネルギを一旦工不ルギ吸収装
置のコンデンサに蓄え、それを再び電源側内部インダク
タンスに前とは逆極性の電磁エネルギとして与え、これ
を次のＧＴＯのターンオン時に負荷に放出することによ
り、負荷に得られる有効電力を増大させるものである。
なお、前記した電磁エネルギの反転は、電源側内部イン
ダクタンスとエネルギ吸収用コンデンサとの間の共振作
用で行われるもので、電源側内部インダクタンスをＬ（
Ｈ／相）、エネルギ吸収用コンデンサをＣ（Ｆ／相）と
すれば、第９図に示した等価回路からその共振半周期（
電磁エネルギの反転期間）τは となる。
ダクタンスとエネルギ吸収用コンデンサとの間の共振作
用で行われるもので、電源側内部インダクタンスをＬ（
Ｈ／相）、エネルギ吸収用コンデンサをＣ（Ｆ／相）と
すれば、第９図に示した等価回路からその共振半周期（
電磁エネルギの反転期間）τは となる。
従って、０１０式整流装置において出方に多くの有効電
力を得るためのＧＴＯの点弧角αと消弧角βとの関係は
、前記したようにＧＴＯ１２３を消弧角βでターンオフ
した後、電源側内部インダクタンスの電磁エネルギ反転
期間τを経てＧＴＯ１２６を点弧角αにてターンオンす
ることから、少なくとも α＋β中３６０’Ｘ、？”Ｘτ ・・四（２）但
し、ｆ；電源周波数（Ｈｚ） を満足する必要がある。
力を得るためのＧＴＯの点弧角αと消弧角βとの関係は
、前記したようにＧＴＯ１２３を消弧角βでターンオフ
した後、電源側内部インダクタンスの電磁エネルギ反転
期間τを経てＧＴＯ１２６を点弧角αにてターンオンす
ることから、少なくとも α＋β中３６０’Ｘ、？”Ｘτ ・・四（２）但
し、ｆ；電源周波数（Ｈｚ） を満足する必要がある。
これを第７図に示した実験例に適用して考えると
Ｌ＝０．８７ｍＨ／相、Ｃ’＝０．１ｍＦ／相なのでｆ
＝ ５０ ＨＺなので α＋β＝３６０ ° Ｘ ５０ Ｘ １．６ Ｘ
１０−”中２８．９゜出力に有効電力が多く得られる条
件の 点弧角α＝θ°、消弧角β＝３００ではα＋β＝０°＋
３０中２８．９゜ 点弧角α＝−２００，消弧角β＝５００ではα＋β＝−
２０°＋５０°中２＆９゜ と（２式を満足するが、出力に有効電力が多く得られな
い条件の 点弧角α＝０°、消弧角β＝６０°ではｔｘ＋７９＝Ｏ
ｃ′＋６０”Ｆ２８．９゜と（２）式を満足していない
。
＝ ５０ ＨＺなので α＋β＝３６０ ° Ｘ ５０ Ｘ １．６ Ｘ
１０−”中２８．９゜出力に有効電力が多く得られる条
件の 点弧角α＝θ°、消弧角β＝３００ではα＋β＝０°＋
３０中２８．９゜ 点弧角α＝−２００，消弧角β＝５００ではα＋β＝−
２０°＋５０°中２＆９゜ と（２式を満足するが、出力に有効電力が多く得られな
い条件の 点弧角α＝０°、消弧角β＝６０°ではｔｘ＋７９＝Ｏ
ｃ′＋６０”Ｆ２８．９゜と（２）式を満足していない
。
また、出力に得られる有効電力を少しでも多くする観点
から第８図〜第９図の動作図について考えると、ＧＴＯ
１２３のターンオフ時に放出される電源側内部インダク
タンスの電磁エネルギがエネルギ吸収用コンデンサに蓄
えられた後、再び電源側内部インダクタンスに放出され
て、前とは逆極性につま多負荷に供給できる方向に電流
が流れている期間ｉτ〜ｉτ内（第８図工４及びｖｃの
点線波形参照）にＧＴＯ１２６を点弧すればよく、この
場合の点弧角αと消弧角βの関係はの範囲で設定すれば
よい。この場合の（３）式は、当然（２）式の関係を含
むことになる。
から第８図〜第９図の動作図について考えると、ＧＴＯ
１２３のターンオフ時に放出される電源側内部インダク
タンスの電磁エネルギがエネルギ吸収用コンデンサに蓄
えられた後、再び電源側内部インダクタンスに放出され
て、前とは逆極性につま多負荷に供給できる方向に電流
が流れている期間ｉτ〜ｉτ内（第８図工４及びｖｃの
点線波形参照）にＧＴＯ１２６を点弧すればよく、この
場合の点弧角αと消弧角βの関係はの範囲で設定すれば
よい。この場合の（３）式は、当然（２）式の関係を含
むことになる。
以上に述べたＧＴＯ整流装置において出力に多くの有効
電力を得るための点弧角αと消弧角βの関係を適用した
本発明の一実施例を第１０図に示す。第１０図は、第３
図におけるＧＴＯ整流装置における負荷（リアクトル９
＋抵抗１０）をバッテリ４０に置換え、該バッテリ４０
から負荷に電力を供給するもので、負荷の大小に係わり
なくバッテリ４０の電圧■１をパターン電圧Ｖ、ｐでき
まるほぼ一定値に制御する実施例である。即ち、パター
ン電圧Ｖｐと実際のバッテリ電圧Ｖｍを比較し、その偏
差Ｖ６によシ３相ＧＴＯ整流装置の点弧角αを制御する
。この時、ＧＴＯの消弧角βは一定電圧ＪＶＣよって固
定しておく。実際の制御として、例えば消弧角をβ；３
０°に固定し、点弧角をα＝−１５°〜＋１５°の範囲
で制御すれば、前述した（２） 、 （３）式の条件を
満足し、バッテリ４０に供給する有効電力を多くするこ
とができる。
電力を得るための点弧角αと消弧角βの関係を適用した
本発明の一実施例を第１０図に示す。第１０図は、第３
図におけるＧＴＯ整流装置における負荷（リアクトル９
＋抵抗１０）をバッテリ４０に置換え、該バッテリ４０
から負荷に電力を供給するもので、負荷の大小に係わり
なくバッテリ４０の電圧■１をパターン電圧Ｖ、ｐでき
まるほぼ一定値に制御する実施例である。即ち、パター
ン電圧Ｖｐと実際のバッテリ電圧Ｖｍを比較し、その偏
差Ｖ６によシ３相ＧＴＯ整流装置の点弧角αを制御する
。この時、ＧＴＯの消弧角βは一定電圧ＪＶＣよって固
定しておく。実際の制御として、例えば消弧角をβ；３
０°に固定し、点弧角をα＝−１５°〜＋１５°の範囲
で制御すれば、前述した（２） 、 （３）式の条件を
満足し、バッテリ４０に供給する有効電力を多くするこ
とができる。
なお、ＧＴＯ整流装置における点弧角αと消弧角βを制
御するゲート信号発生回路５１〜５３について、ＧＴ０
１２１と１２４の点弧角αと消弧角βを制御するゲート
信号発生回路５１を例にとって説明する。
御するゲート信号発生回路５１〜５３について、ＧＴ０
１２１と１２４の点弧角αと消弧角βを制御するゲート
信号発生回路５１を例にとって説明する。
第１１図にゲート信号発生回路、第１２図に第１１図回
路の動作説明図を示す。
路の動作説明図を示す。
第１１図のゲート信号発生回路は、主回路交流電源に同
期した電源同期信号部１５により第１２図（ａ）のよう
な電源同期信号Ａを基準として制御される。
期した電源同期信号部１５により第１２図（ａ）のよう
な電源同期信号Ａを基準として制御される。
前記の電源同期信号Ａは、電流制限抵抗１６を介して逆
並列ダイオドを組合せて成る電圧リミッタ部１７と１８
により第１２図（ｂ）のような入力同期信号Ｂに変換さ
れる。
並列ダイオドを組合せて成る電圧リミッタ部１７と１８
により第１２図（ｂ）のような入力同期信号Ｂに変換さ
れる。
前記の入力同期信号Ｂは２組の位相パルス信号発生部１
９．２０の各々の入力端子に印加される。
９．２０の各々の入力端子に印加される。
前記、位相パルス信号発生部１９．２０は、抵抗とコン
デンサから成る鋸歯状波設定部２１゜２２により前記入
力同期信号Ｂに同期した第１２図（Ｃ）、（ｆ）に示す
ような鋸歯状波電圧ｃ、、ｃβを作る。
デンサから成る鋸歯状波設定部２１゜２２により前記入
力同期信号Ｂに同期した第１２図（Ｃ）、（ｆ）に示す
ような鋸歯状波電圧ｃ、、ｃβを作る。
バッテリ電圧Ｖｍをパターン電圧Ｖｐに等しくなるよう
に制御する系の偏差Ｖ、に相当する直流出力である第１
２図（Ｃ）に示す制御電圧ｄ、は、前記鋸歯状波電圧Ｃ
，Ｉとの交差した点で前記位相信号パルス発生部１９を
制御し、その出力端子に第１２図（ｄ）、（ｅ）に示す
ような正半波用の点弧角αを設定する出力信号電圧ｅ６
と負半波用の点弧角αを設定する出力信号電圧ｆ、を各
々出力する。
に制御する系の偏差Ｖ、に相当する直流出力である第１
２図（Ｃ）に示す制御電圧ｄ、は、前記鋸歯状波電圧Ｃ
，Ｉとの交差した点で前記位相信号パルス発生部１９を
制御し、その出力端子に第１２図（ｄ）、（ｅ）に示す
ような正半波用の点弧角αを設定する出力信号電圧ｅ６
と負半波用の点弧角αを設定する出力信号電圧ｆ、を各
々出力する。
同様に一定電圧Ｖβに相当する直流出力である第１２図
（ｆ）に示す制御電圧ｄβは、前記鋸歯状波電圧Ｃβと
の交差した点で前記位相信号パルス発生部２０を制御し
、その出力端子に第１２図（ｇ）。
（ｆ）に示す制御電圧ｄβは、前記鋸歯状波電圧Ｃβと
の交差した点で前記位相信号パルス発生部２０を制御し
、その出力端子に第１２図（ｇ）。
（ｈ）に示すような正半波用の消弧角βを設定する出力
信号電圧ｅβと負半波用の消弧角βを設定する出力信号
電圧ｆβを各々出力する。
信号電圧ｅβと負半波用の消弧角βを設定する出力信号
電圧ｆβを各々出力する。
前記の出力信号電圧ｅ、とｅβを排他的論理和回路２５
に人力すると、その出力は第１２図（ｉ）Ｋ示すような
正半波パルス信号ｇとなる。また出力信号電圧ｆ１とｆ
βも同様に排他的論理和回路２６に入力すると、その出
力は第１２図０）に示すような負半波パルス゛信号りと
なる。
に人力すると、その出力は第１２図（ｉ）Ｋ示すような
正半波パルス信号ｇとなる。また出力信号電圧ｆ１とｆ
βも同様に排他的論理和回路２６に入力すると、その出
力は第１２図０）に示すような負半波パルス゛信号りと
なる。
前記の正半波パルス信号ｇと負半波パルス信号りの各々
を増幅器２７と２８で増幅し、その出力をゲート信号変
換部２９と３０に入力すると、前記ゲート信号変換部２
９の出力は正アームＧＴＯ１２１の正半波ゲート信号部
（第１２図（ｋ））となる。また、前記ゲート信号変換
部３０の出力は負アームＧＴＯ１２４の負半波ゲート信
号Ｊ（第１２図（乃）となる。
を増幅器２７と２８で増幅し、その出力をゲート信号変
換部２９と３０に入力すると、前記ゲート信号変換部２
９の出力は正アームＧＴＯ１２１の正半波ゲート信号部
（第１２図（ｋ））となる。また、前記ゲート信号変換
部３０の出力は負アームＧＴＯ１２４の負半波ゲート信
号Ｊ（第１２図（乃）となる。
従って、第１１図に示したゲート信号発生回路において
は、点弧角αの制御はバッテリ電圧Ｖ３を一定に制御す
る系の出力である制御電圧ｄ、Ｉによって、また消弧角
βは一定電圧Ｖβで決まる制御電圧ｄβによって各々独
立して設定することができる。
は、点弧角αの制御はバッテリ電圧Ｖ３を一定に制御す
る系の出力である制御電圧ｄ、Ｉによって、また消弧角
βは一定電圧Ｖβで決まる制御電圧ｄβによって各々独
立して設定することができる。
以上に説明した本発明の一実施例では、消弧角βを固定
し、点弧角αを制御する場合を示したが、これに限定さ
れるものではなく、逆に点弧角αを固定（例えばα＝Ｏ
’）Ｌ、消弧角βを制御（例えばβ＝１５°〜４５°の
範囲）してもよいことは勿論である。
し、点弧角αを制御する場合を示したが、これに限定さ
れるものではなく、逆に点弧角αを固定（例えばα＝Ｏ
’）Ｌ、消弧角βを制御（例えばβ＝１５°〜４５°の
範囲）してもよいことは勿論である。
なお、以上に説明したＧＴＯ式整流装置におけるＧＴＯ
の点弧角αと消弧角βに基づ＜ＧＴＯのゲート信号幅は
、例えば第１３図（イ）に示したように点弧角αでター
ンオンされてから消弧角βでターンオフされるまでの間
はいわゆる広幅で制御するものとしていたが、本発明は
これに限定されるものでなく第１３図仲）に示す如く点
弧角αと消弧角βの間で任意のパルス幅とパルス間隔を
もってパルス制御する場合にも適用できるものでちる。
の点弧角αと消弧角βに基づ＜ＧＴＯのゲート信号幅は
、例えば第１３図（イ）に示したように点弧角αでター
ンオンされてから消弧角βでターンオフされるまでの間
はいわゆる広幅で制御するものとしていたが、本発明は
これに限定されるものでなく第１３図仲）に示す如く点
弧角αと消弧角βの間で任意のパルス幅とパルス間隔を
もってパルス制御する場合にも適用できるものでちる。
次に、出力に多くの有効電力を得るためのもう１つの要
件、エネルギ吸収用コンデンサについて検討する。電源
側内部インダクタンスによるダイオード整流回路におけ
る転流リアクタンス電圧降下の影響は、一般的に消弧角
β＝６０°で始まり点弧角α＝００まで続くことがある
。従って、この転流リアクタンス電圧降下の生ずる期間
内で前記エネルギ吸収用コンデンサを利用した電磁エネ
ルギ反転作用を行えば、転流リアクタンス電圧降下の生
じていない通常の期間（点弧角α＝０°から消弧角β＝
６０°まで）に影響を与えることなく、出力に得られる
有効電力を多くすることができる。すなわち、α＋βく
６０°として（１）、 （２）式からエネルギ吸収用コ
ンデンサの容量Ｃはに選ぶことが望ましい。
件、エネルギ吸収用コンデンサについて検討する。電源
側内部インダクタンスによるダイオード整流回路におけ
る転流リアクタンス電圧降下の影響は、一般的に消弧角
β＝６０°で始まり点弧角α＝００まで続くことがある
。従って、この転流リアクタンス電圧降下の生ずる期間
内で前記エネルギ吸収用コンデンサを利用した電磁エネ
ルギ反転作用を行えば、転流リアクタンス電圧降下の生
じていない通常の期間（点弧角α＝０°から消弧角β＝
６０°まで）に影響を与えることなく、出力に得られる
有効電力を多くすることができる。すなわち、α＋βく
６０°として（１）、 （２）式からエネルギ吸収用コ
ンデンサの容量Ｃはに選ぶことが望ましい。
なお以上に述べ九本発明の実施例では３相回路を例にと
り説明したが、これに限定されることなく単相回路の場
合にも適用できるものである。第１３図に本発明が適用
できるＧＴＯ式単相整流回路（ＧＴＯブリッジ回路で示
したが、ＧＴＯとダイオードの混合ブリッジ回路でもよ
い）と単相回路でのＧＴＯの点弧角αと消弧角βの定義
を示す。
り説明したが、これに限定されることなく単相回路の場
合にも適用できるものである。第１３図に本発明が適用
できるＧＴＯ式単相整流回路（ＧＴＯブリッジ回路で示
したが、ＧＴＯとダイオードの混合ブリッジ回路でもよ
い）と単相回路でのＧＴＯの点弧角αと消弧角βの定義
を示す。
これに伴い、本発明の点弧角αと消弧角βの関係は（２
）、（３）式がそのまま適用できるが、（１）式の電磁
エネルギ反転周期τは（５）式とな！＋、（４）式のエ
ネルギ吸収用コンデンサの容量Ｃは（６）式のように選
定することが望ましい。
）、（３）式がそのまま適用できるが、（１）式の電磁
エネルギ反転周期τは（５）式とな！＋、（４）式のエ
ネルギ吸収用コンデンサの容量Ｃは（６）式のように選
定することが望ましい。
τ＝πＶ〒７ ・・・・・・・・・・・・（５
）以上に述べた実施例ではスイッチ素子としてＧＴＯを
例にとシ説明したが、これはトランジスタ等の他のスイ
ッチ素子やサイリスタと強制転流回路によシ構成される
チョッパの如きスイッチ装置でもよい。なお、実施例で
は交流電源周波数が一定なものとして説明し恋が、本発
明は交流電源周波数が変化する場合にも適用できるもの
で、その場合には変化する周波数に応じて本発明の関係
を満足するように（α＋β）を制御するか、またはある
周波数範囲を定めてその周波数範囲で本発明の関係を満
足するように（α＋β）を制御すればよい。
）以上に述べた実施例ではスイッチ素子としてＧＴＯを
例にとシ説明したが、これはトランジスタ等の他のスイ
ッチ素子やサイリスタと強制転流回路によシ構成される
チョッパの如きスイッチ装置でもよい。なお、実施例で
は交流電源周波数が一定なものとして説明し恋が、本発
明は交流電源周波数が変化する場合にも適用できるもの
で、その場合には変化する周波数に応じて本発明の関係
を満足するように（α＋β）を制御するか、またはある
周波数範囲を定めてその周波数範囲で本発明の関係を満
足するように（α＋β）を制御すればよい。
本発明によれば、交流電源側に大きなインダクタンスを
有する場合にも、負荷に供給する電力を大きくできる交
流直流電力変換装置を提供することができる。
有する場合にも、負荷に供給する電力を大きくできる交
流直流電力変換装置を提供することができる。
第１図は交流電源側にインダクタンスがある場合のダイ
オード式３相整流回路、第２図は第１図回路における出
力電圧−電流の実測特性、第３図は本発明が適用される
交流電源側にインダクタンスがある場合のＧＴＯ式３相
整流回路、第４図は第３図回路におけるＧＴＯの点弧角
と消弧角の関係を定義する説明図、第５図は第３図回路
におけるＧＴＯの点弧角αに対する負荷電流の実測特性
、第６図は第３図回路におけるＧＴＯのゲート信号幅に
対する負荷ｇＬ流の実測特性、第７図は第３図回路にお
ける出力電圧−電流の実測特性、第８図〜第９図は第３
図回路における動作説明図でＧＴＯ１２３，１２６ＯＮ
・ＯＦＦ制御時の動作波形と等何回路、第１０図は本発
明の実施例、第１１図は第１０図におけるゲート信号発
生回路、第１２図は第１１図回路の動作説明図、第１３
図は本発明の詳細な説明図、第１４図は本発明が適用さ
れるＧＴＯ式単相整流回路である。 １・・・３相電源部、２，３．４・・・相電源、５，６
゜７・・・インダクタンス、８・・・ダイオード整流回
路、９・・・平滑リアクトル、１０・・・負荷、１１・
・・フリーホイールダイオード、１２・・・ＧＴＯ整流
回路、１２１〜１２６・・・ＧＴｏ、１３・・・エネル
ギ吸収回路、１３１〜１３３・・・コンデンサ、１４・
・・電源同期信号部、１６・・・電流制限抵抗、１７〜
１８・・・電圧リミッタ部、１９〜２０・・・位相信号
パルス発生部、２１〜２２・・・鋸歯状波設定部、２５
〜２６・・・排他的論理和、２７〜２８・・・増幅部、
２９〜３０・・・ゲート信号変換部、４０・・・バッテ
リ、５１〜５３・・・ゲート信号発生回路。
オード式３相整流回路、第２図は第１図回路における出
力電圧−電流の実測特性、第３図は本発明が適用される
交流電源側にインダクタンスがある場合のＧＴＯ式３相
整流回路、第４図は第３図回路におけるＧＴＯの点弧角
と消弧角の関係を定義する説明図、第５図は第３図回路
におけるＧＴＯの点弧角αに対する負荷電流の実測特性
、第６図は第３図回路におけるＧＴＯのゲート信号幅に
対する負荷ｇＬ流の実測特性、第７図は第３図回路にお
ける出力電圧−電流の実測特性、第８図〜第９図は第３
図回路における動作説明図でＧＴＯ１２３，１２６ＯＮ
・ＯＦＦ制御時の動作波形と等何回路、第１０図は本発
明の実施例、第１１図は第１０図におけるゲート信号発
生回路、第１２図は第１１図回路の動作説明図、第１３
図は本発明の詳細な説明図、第１４図は本発明が適用さ
れるＧＴＯ式単相整流回路である。 １・・・３相電源部、２，３．４・・・相電源、５，６
゜７・・・インダクタンス、８・・・ダイオード整流回
路、９・・・平滑リアクトル、１０・・・負荷、１１・
・・フリーホイールダイオード、１２・・・ＧＴＯ整流
回路、１２１〜１２６・・・ＧＴｏ、１３・・・エネル
ギ吸収回路、１３１〜１３３・・・コンデンサ、１４・
・・電源同期信号部、１６・・・電流制限抵抗、１７〜
１８・・・電圧リミッタ部、１９〜２０・・・位相信号
パルス発生部、２１〜２２・・・鋸歯状波設定部、２５
〜２６・・・排他的論理和、２７〜２８・・・増幅部、
２９〜３０・・・ゲート信号変換部、４０・・・バッテ
リ、５１〜５３・・・ゲート信号発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流電源と、該交流電源側のインダクタンスＬと、
消弧可能なスイッチ素子で構成される整流装置と、該整
流装置におけるスイッチ素子のターンオフによつて発生
する前記インダクタンスＬの電磁エネルギを吸収するコ
ンデンサＣと、前記整流装置におけるスイッチ素子の点
弧角（制御遅れ角）αと消弧角（制御進み角）βのうち
少なくとも一方を制御するゲート装置と、前記整流装置
の出力が供給される負荷を備えた交流直流電力変換装置
において、上記交流電源の周波数をｆとし、上記インダ
クタンスと上記コンデンサによる共振半周期をτとする
とき、上記点弧角αと消弧角βの関係を、 α＋β＝３６０°×ｆ×（１／２〜３／２）τとするこ
とを特徴とする交流直流電力変換装置の制御方式。 ２、交流電源と、該交流電源側のインダクタンスＬと、
消弧可能なスイッチ素子で構成される整流装置と、該整
流装置におけるスイッチ素子のターンオフによつて発生
する前記インダクタンスＬの電磁エネルギを吸収するコ
ンデンサＣと、前記整流装置におけるスイッチ素子の点
弧角（制御遅れ角）αと消弧角（制御進み角）βのうち
少なくとも一方を制御するゲート装置と、前記整流装置
の出力が供給される負荷を備えた交流直流電力変換装置
において、上記電磁エネルギによつて上記インダクタン
スに流れる振動電流が、次に点弧されるべきスイッチ素
子に対して順方向にある期間内に、上記次に点弧される
べきスイッチ素子をターンオンするようにしたことを特
徴とする交流直流電力変換装置の制御方式。 ３、交流電源と、該交流電源側のインダクタンスＬと、
消弧可能なスイッチ素子で構成される整流装置と、該整
流装置におけるスイッチ素子のターンオフによつて発生
する前記インダクタンスＬの電磁エネルギを吸収するコ
ンデンサＣと、前記整流装置におけるスイッチ素子の点
弧角（制御遅れ角）αと消弧角（制御進み角）βのうち
少なくとも一方を制御するゲート装置と、前記整流装置
の出力が供給される負荷を備えた交流直流電力変換装置
において、次に点弧されるべきスイッチ素子と既に導通
中の対をなすアームのスイッチ素子を結ぶ線間の上記コ
ンデンサの電圧が、逆方向の最大値になつた時点から、
上記インダクタンスとコンデンサによる振動半周期τを
経過するまでの間に、上記次に点弧されるべきスイッチ
素子をターンオンさせることを特徴とする交流直流電力
変換器の制御方式。 ４、交流電源と、該交流電源側のインダクタンスＬと、
消弧可能なスイッチ素子で構成される整流装置と、該整
流装置におけるスイッチ素子のターンオフによつて発生
する前記インダクタンスＬの電磁エネルギを吸収するコ
ンデンサＣと、前記整流装置におけるスイッチ素子の点
弧角（制御遅れ角）αと消弧角（制御進み角）βのうち
少なくとも一方を制御するゲート装置と、前記整流装置
の出力が供給される負荷を備えた交流直流電力変換装置
において、上記点弧角αと消弧角βのうち一方を予定角
に固定する手段と、上記整流装置の出力電圧を検出する
手段と、上記点弧角αと消弧角βのうち他方を予定の角
度範囲内で上記検出手段の出力に応じて調整する手段を
設けて成る交流直流電力変換装置の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23843084A JPS61121773A (ja) | 1984-11-14 | 1984-11-14 | 交流直流電力変換装置の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23843084A JPS61121773A (ja) | 1984-11-14 | 1984-11-14 | 交流直流電力変換装置の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61121773A true JPS61121773A (ja) | 1986-06-09 |
Family
ID=17030088
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23843084A Pending JPS61121773A (ja) | 1984-11-14 | 1984-11-14 | 交流直流電力変換装置の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61121773A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4007350A1 (de) * | 1989-03-08 | 1990-09-20 | Hitachi Ltd | System zur leistungswandlung |
| WO2006064279A1 (en) * | 2004-12-16 | 2006-06-22 | Converteam Ltd. | Matrix converters |
| WO2010093402A3 (en) * | 2009-02-12 | 2010-12-16 | Apple Inc. | Power converter with automatic mode switching |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5883588A (ja) * | 1981-11-13 | 1983-05-19 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
-
1984
- 1984-11-14 JP JP23843084A patent/JPS61121773A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5883588A (ja) * | 1981-11-13 | 1983-05-19 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
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| JP2008524978A (ja) * | 2004-12-16 | 2008-07-10 | コンバーチーム リミテッド | マトリックス変換器 |
| AU2005315333B2 (en) * | 2004-12-16 | 2010-06-24 | Converteam Uk Ltd | Matrix converters |
| WO2010093402A3 (en) * | 2009-02-12 | 2010-12-16 | Apple Inc. | Power converter with automatic mode switching |
| US8164932B2 (en) | 2009-02-12 | 2012-04-24 | Apple Inc. | Power converter with automatic mode switching |
| US8687392B2 (en) | 2009-02-12 | 2014-04-01 | Apple Inc. | Power converter with automatic mode switching |
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