JPS6112409B2 - - Google Patents

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JPS6112409B2
JPS6112409B2 JP911780A JP911780A JPS6112409B2 JP S6112409 B2 JPS6112409 B2 JP S6112409B2 JP 911780 A JP911780 A JP 911780A JP 911780 A JP911780 A JP 911780A JP S6112409 B2 JPS6112409 B2 JP S6112409B2
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Shigeru Sawada
Shinichi Nakajima
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Victor Company of Japan Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control

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  • Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は制御電圧切換回路に係り、互いに独立
した一対の制御電圧のうち一の制御電圧のみを電
子的に、しかも簡単な構成の回路により選択的に
切換えうる回路を提供することを目的とする。
一般にテレビジヨン受像機ではチユーナに供給
されるVHF帯又はUHF帯の高周波信号（RF信
号）を中間周波数に周波数変換するために、局部
発振器より局部発振周波数を得て混合回路へ上記
RF信号と共に注入している。この場合、局部発
振周波数L、RF信号周波数RF、及び中間周波
数IFの関係は、上側ヘテロダイン方式の場合は RF−L＝IF なる式を満足するように選定され、RF信号周波
数RFに対し局部発振周波数IFが中間周波数
IF分だけ低い周波数側に位置しており、他方、下
側ヘテロダイン方式の場合は L−RF＝IF なる式を満足するように選定され、RF信号周波
数RFに対し局部発振周波数Lが中間周波数I
Ｆ分だけ高い周波数側に位置していることは周知
の通りである。そして一般にはテレビジヨン受信
方式は下側ヘテロダイン方式のみを標準的に採用
している。
しかしながら、例えばフランス国におけるテレ
ビジヨン受信方式は、受信チヤンネルに応じて下
側ヘテロダイン方式又は上側ヘテロダイン方式の
いずれかで所定の中間周波数IFを得ている。こ
の場合、チユーナ出力より得られる中間周波数
IFの正規周波数に対するずれ△Oを検出し、そ
れを制御電圧に変換して自動周波数制御
（AFC）端子に印加することによつて形成される
閉ループ構成のAFC回路で、テレビジヨン受像
機のチユーナの局部発振周波数Lを常に最適画
像が得られるよう一定に保つ動作をさせている。
しかし、上記のいずれのヘテロダイン方式におい
てもチユーナ内部の局部発振周波数LをAFC端
子に加えられる局部発振周波数制御電圧に従つて
制御する場合の印加制御電圧対局部発振周波数特
性の傾斜は同一の極性を持つており、このため下
側ヘテロダイン方式と上側ヘテロダイン方式の
夫々の場合に対応して、中間周波数対制御電圧出
力特性が互いにその傾斜の極性が異なるAFC制
御電圧を切換えて印加する必要がある。
もし上記のAFC制御電圧の切換えを行なわな
いとすると正しいAFC動作が行なわれず、正規
の中間周波数IFは一例として映像キヤリアが
327MHz、音声キヤリアが39.2MHz又は
43.85MHzと映像キヤリア周波数の方が音声キヤ
リアよりも低くなつているから、２つのキヤリア
周波数関係が逆になつてしまい正しい映像及び音
声復調が不可能となつてしまう。
そこで、従来は第１図のブロツク系統図に示す
如き構成の制御電圧切換回路によつて上記AFC
制御電圧を受信バンド又は受信チヤンネルに対応
させて切換えていた。すなわち、第１図におい
て、S1，S2は中間周波数IF変化に対し、互いに
逆極性の傾斜を持つ特性のAFC制御電圧を発生
するAFC制御電圧発生源で、夫々発生出力され
たAFC制御電圧は切換スイツチSWの接点ａ，ｂ
に各別に供給される。切換スイツチSWの可動接
片は出力端子Ｃに接続されている。
ここで、上記AFC制御電圧発生源S1，S2の出
力AFC制御電圧対中間周波数特性は第２図に示
す如くになり、S1の特性は実線で、またS2の特
性は破線で示す如くになり、互いに中間周波数
の正規周波数Oを中心とする線対称の特性を示
し、正規の中間周波数値Oより十分離れた周波
数においては静止電圧（AFC制御電圧発生源
S1，S2がAFC制御電圧を発生しないときの電
圧）V10，V20を示しているがその値は一致してい
るのが望ましい。ここでは、静止電圧は両発生源
S1，S2において一致していないが、それらの平均
値がＶOであるものとしている。また正規の中間
周波数Oで２つの特性、は交差しており、
かつ、その近傍の周波数での傾斜は前述したよう
に互いに逆極性となつている。更に、AFC制御
電圧発生源S1，S2のAFC制御電圧出力可変範囲
は第２図に示す如くＶHからＶLまでであり、一般
にその差は約10Vである。
ところで、上記の特性、を示すAFC制御
電圧発生源S1，S2よりのAFC制御電圧は、第１
図示の如くいずれか一のAFC制御電圧のみが切
換スイツチSWにより切換えて選択的に出力端子
Ｃより出力されるが、この切換スイツチSWは外
部より電子的に切換制御ができない構造となつて
おり、従つて例えばテレビジヨン受像機のチヤン
ネル切換と連動させてAFC制御電圧を切換出力
することができない。また上記の従来の制御電圧
切換回路は、切換スイツチSWが機械的なもので
あつたため、接点不良や動作不良を生じ易いとい
う欠点があつた。また上記切換スイツチSWをリ
レーのリレー接片とし、リレーコイル駆動電流を
制御することにより上記切換スイツチSWすなわ
ちリレー接片の制御を行なう方法もあるが、上記
と同様に接点不良や動作不良が生じ易く、信頼性
の上で問題が多く、更にリレー自体のコストが高
いため安価な構成とすることができないという欠
点があつた。
第３図は従来の制御電圧切換回路の他の例の回
路図を示す。同図中、第１図と同一構成部分には
同一符号を付してある。第３図示の従来回路は、
無接点の電子切換制御可能な構成としたものであ
り、第１図示の従来回路に比し接点不良や動作不
良、あるいは信頼性の問題点を解消したものであ
る。すなわち、第３図においてAFC制御電圧発
生源S1，S2は信号源インピーダンスを含む出力抵
抗R1，R2、スイツチング用NPNトランジスタ
Q1，Q2、トランジスタ保護用ダイオードD1，D2
を夫々順次直列に介して出力端子Ｃに接続されて
いる。トランジスタQ1，Q2のベースは高抵抗
R3，R4を介して切換スイツチSWOの接点ａ，ｂ
に接続されている。またこの接点ａ，ｂは抵抗
R8，R9を介して接地されている。従つて、切換
スイツチSWOを接点ａ側に閉成接続すると、ト
ランジスタQ1のベースにAFC制御電圧発生源
S1，S2よりの制御電圧よりも十分高い直流電圧
Vccが印加されると同時に、トランジスタQ2のベ
ースは抵抗R9を介して接地されるから、Q1がオ
ン、Q2がオフとされ、AFC制御電圧発生源S1よ
りの制御電圧が出力端子Ｃへ伝送される。一方、
切換スイツチSWOを接点ｂへ切換接続すると
AFC制御電圧発生源S2よりの制御電圧が出力端
子Ｃへ切換伝送される。
ダイオードD1，D2は夫々トランジスタQ1がオ
フ、Q2がオフしている場合のトランジスタQ1又
はQ2のベース・エミツタ間逆電圧破壊を防止す
る目的で挿入されている。これはスイツチング用
トランジスタQ1，Q2のベース・エミツタ間に
は、S1，S2のダイナミツクレンジ（第２図のＶH
−ＶL）が大きく10V近くの逆電圧が加わる可能
性があり、その最大定格の約5Vを大きく上回る
からである。
またトランジスタQ1，Q2のコレクタより直流
電源電圧Vcc入力端子に接続されている抵抗R5，
R6は、夫々互いに等しい抵抗値とされており、
トランジスタQ1がオンの時は抵抗R5からダイオ
ードD1、分圧用抵抗R7を介して動作電流が流
れ、トランジスタQ2がオンの時は抵抗R6からダ
イオードD2、分圧用抵抗R7を介して動作電流が
流れる。なお、上記ダイナミツクレンジが大きく
損われないよう抵抗R5，R6，R7の値はR1，R2の
値に対して比較的大きな値に選定される。
制御回路１は切換スイツチSWOを切換接続す
ることにより、トランジスタQ1，Q2の一方をオ
ン、他方をオフとするスイツチング制御電圧を発
生する回路で、その回路１内の切換スイツチ
SWOは単に直流電圧Vccを切換えているのみなの
で、トランジスタ等の能動素子を使用して同等な
スイツチングをさせることが可能である。
よつて、第３図示の従来回路は、メカニカルな
切換スイツチを使用しないで、外部より能動素子
にスイツチング制御電圧を印加することによつて
切換の目的を達成できるという点で、第１図示の
従来回路にくらべて有利である。
しかし、スイツチング素子としてトランジス
タを使用している、保護用ダイオードD1，D2
が必要、動作電流用抵抗R5，R6が必要である
ため、部品点数が多くコストが高いという欠点の
他、更にトランジスタの持つＶCE SAT（トラン
ジスタのオン時のコレクタ・エミツタ間電圧）の
ばらつきのために、制御電圧出力が出力端子Ｃに
おいてばらつくことになり、制御電圧がトランジ
スタQ1，Q2のいずれにも伝送されない状態での
出力端子Ｃにおける静止電圧もばらつくので、正
規のAFC端子印加用静止電圧が得られず、この
状態で正規の局部発振周波数調整を行なつた後の
AFC動作時の引込範囲が高い側と低い側とでア
ンバランスとなるおそれがあるという欠点があつ
た。
本発明は上記の欠点を除去したものであり、以
下第４図、第５図と共にその一実施例について説
明する。
第４図は本発明になる制御電圧切換回路の一実
施例の回路図を示す。同図中、第３図と同一構成
部分には同一符号を付してある。第４図におい
て、AFC制御電圧発生源S1はスイツチSW1、信
号源出力インピーダンスを含む出力抵抗R1、及
びスイツチング用ダイオードD10を夫々直列に介
して出力端子Ｃに接続され、同様にAFC制御電
圧発生源S2はスイツチSW2、信号源出力インピー
ダンスを含む出力抵抗R2、及びスイツチング用
ダイオードD11を夫々直列に介して出力端子Ｃに
接続されている。またダイオードD10及びD11の
各々のカソードと出力端子Ｃとの結合点は、分圧
用抵抗R7を介して接地されている。
一方２は切換制御信号入力端子で、制御回路３
を構成するNPNスイツチングトランジスタQ3の
ベースに抵抗R12を介して接続されている。制御
回路３はエミツタ接地とされた上記トランジスタ
Q3と、このトランジスタQ3のベース抵抗R12と、
直流電源電圧Vcc入力端子とトランジスタQ3のコ
レクタとの間に接続されたコレクタ負荷抵抗R10
と、上記直流電源電圧Vcc入力端子と切換制御信
号入力端子２との間に接続された抵抗R11とより
構成されている。ただし、トランジスタQ3のオ
ン時にベース電流を流す働きを持つている抵抗
R12の抵抗値は、抵抗R11に影響を与えないよう
R11に比べて十分大なる値に選定されている。
ここで、スイツチング用ダイオードD1及びD11
はそれ自身数10Vもの逆耐電圧をもつているの
で、第３図示の従来回路のように別個に保護用ダ
イオードを追加する必要はない。
外部よりの切換制御信号入力端子２には切換制
御信号がトランジスタQ3をオン又はオフとする
レベルで入来し（あるいは、端子２がアースに対
してオープン又はシヨートとされ）、それにより
トランジスタQ3がオン又はオフとされる。トラ
ンジスタQ3のコレクタは上記抵抗R1及びスイツ
チング用ダイオードD10のアノードの結合点に接
続され、また入力端子２は上記抵抗R2及びスイ
ツチング用ダイオードD11のアノードの結合点に
接続されている。
従つて、切換制御信号入力端子２がアースに対
しオープンした時トランジスタQ3がオンとさ
れ、スイツチング用ダイオードD10のアノードに
は接地電位、スイツチング用ダイオードD11のア
ノードには抵抗R11を介し直流電源電圧Vccが
夫々印加されるから、スイツチング用ダイオード
D10がオフ、D11がオンとされる。このため、
AFC制御電圧発生源S2よりのAFC制御電圧のみ
が常閉の開閉成スイツチSW2、抵抗R2、スイツ
チング用ダイオードD11を夫々順次経て出力端子
Ｃより選択的に出力される。他方、切換制御信号
入力端子２がアースに対しシヨートした時トラン
ジスタQ3がオフとされ、スイツチング用ダイオ
ードD10のアノードには抵抗R10を介しての直流電
源電圧Vcc、入力端子２よりの接地電位が夫々印
加されるから、スイツチング用ダイオードD10が
オン、D11がオフとなり、よつて上記の場合とは
逆にAFC制御電圧発生源S1よりのAFC制御電圧
のみが常閉の開閉成スイツチSW1、抵抗R1、ス
イツチング用ダイオードD10を夫々順次経て出力
端子Ｃより選択的に出力される。
いま、スイツチング用ダイオードD10がオンし
ているときのAFC制御電圧発生源S1より取り出
された制御電圧をＶSとし、D10の順方向降下電圧
を無視して出力端子Ｃに現われる制御電圧ＶS′を
求めると ＶS′＝１／Ｒ１Ｒ７＋Ｒ７Ｒ１０＋Ｒ１０Ｒ１（R7R1Vcc＋R7R10VS） (1) で表わされる。従つて、上記制御電圧ＶSに対す
る出力端子Ｃにおける制御電圧ＶS′の比は定数項
を無視して得られ となり、抵抗R10，R7の抵抗値に比べてR1なる抵
抗の値が小なるほど出力端子Ｃには制御電圧発生
源と同等なダイナミツクレンジが得られ、抵抗
R1の値を大きくするとダイナミツクレンジが小
さくなることが(2)式よりわかる。
またAFC端子に所定の基準電圧を与えるため
に、AFC制御電圧発生源S1からの制御電圧をス
イツチSW1を開成することによつて切断した場
合、AFC制御電圧発生源S2よりの制御電圧はこ
のときスイツチング用ダイオードD11がオフして
いるから出力端子Ｃには出力されないので、、出
力端子Ｃには ＶS″＝Ｒ７／Ｒ７＋Ｒ１０Vcc (3) なる式で表わされる電圧（これを「静止電圧」と
いう）となる。
一般的にはAFC端子を要求する静止電圧は、
AFC動作の引込範囲のバランスを良くするため
に、AFC制御電圧発生源S1の第２図に示す静止
電圧V10に略一致させるのが普通である（又は上
記静止電圧V10と前記AFC制御電圧発生源S2の静
止電圧V20とはあまり差がないからその平均値電
圧ＶOに一致させても問題ない。）。よつてＶS″＝
V10とすると(3)式より V10＝Ｒ７／Ｒ７＋Ｒ１０Vcc (4) なる式が成立する。よつて、所望のダイナミツク
レンジＶＳ′／ＶＳと静止電圧V10を与えることにより
、(2) 式及び(4)式より抵抗R1，R7，R10の各抵抗値の比
が決定される。
なお、スイツチング用ダイオードD11がオンと
なる場合についても上記と同様に、R2，R7，R11
の比が決定される。
このように本発明ではスイツチング動作を２個
のダイオードD10，D11でのみ行ない、更に切換制
御の制御回路３は１個のトランジスタQ3で構成
している。またD10，D11の動作用電流は制御回路
３の抵抗R10，R11を介して直流電源電圧Vccより
得ているから、第３図示の従来回路のように別個
の動作電流用抵抗R5，R6を必要としない。従つ
て、従来回路に比し簡単な回路構成で安価に構成
しうる。
またスイツチング素子として使用されるダイオ
ードD10，D11は前述した如くその逆耐電圧が高い
ため、第３図示の従来回路のような保護用素子
D1，D2が不要であり、かつ、スイツチング素子
としてQ1，Q2の如きトランジスタを使用しない
ので、出力端子Ｃにおける静止電圧のばらつきが
少なく正しい局部発振周波数の設定が行なえ、よ
つて高い側と低い側のAFC引込範囲のバランス
が良好である。
次に本発明回路の変形例について第５図と共に
説明する。第５図は本発明回路の変形例の回路図
を示す。同図中、第４図と同一構成部分には同一
符号を付し、その説明を省略する。本変形例は前
記段第１実施例とは基本的には回路構成が同じで
あり、ただスイツチングNPNトランジスタQ3の
代りにPNPトランジスタQ′3を使い、またスイツ
チング用ダイオードD10，D11の向きを逆にして
D′10，D′11で示す如くにしたものである。なお、
第５図において端子２は抵抗R′11を介して接地さ
れる一方、抵抗R2及びスイツチング用ダイオー
ドD′11のカソードの結合点に接続されている。ま
たトランジスタQ′3のコレクタは抵抗R′10を介し
て接地される一方、抵抗R1及びスイツチング用
ダイオードD′10のカソードの結合点に接続されて
いる。更にスイツチング用ダイオードD′10，D′11
の各アノードは分圧用抵抗R′7を介して正の直流
電源電圧Vcc入力端子に接続されている。
本変形例によれば、トランジスタQ′3がオフの
ときはスイツチング用ダイオードD′10のカソード
が抵抗R′10を介して接地されるからスイツチング
用ダイオードD′10がオンとされ、かつ、スイツチ
ング用ダイオードD′11には端子２よりの正の直流
電圧が印加されるからスイツチング用ダイオード
D′11がオフとされる。また一方、トランジスタ
Q′3がオンとされたときは、上記とは逆にスイツ
チング用ダイオードD′10がオフ、スイツチング用
ダイオードD′11がオンとされる。これにより、
D′10，D′11のうちオンとされた方のスイツチング
用ダイオードを通して所定のAFC制御電圧が抵
抗R′7で分圧された後出力端子Ｃへ出力される。
本変形例も前記実施例と同様の回路構成で、同
様の動作を行う。このように、本発明回路によれ
ば、スイツチング素子がダイオードで構成され、
動作電流を流す抵抗によつてAFC静止電圧を発
生させ、AFC制御電圧の切換を電子的に外部よ
り制御することができるものである。
なお、開閉成スイツチSW1，SW2はメカニカル
なスイツチでも、半導体のスイツチング素子でも
よい。
上述の如く、本発明になる制御電圧切換回路
は、互いに一定周波数において等しい電圧値で、
かつ、その近傍周波数領域では制御電圧対周波数
特性の傾斜が互いに逆極性であり、上記一定周波
数より十分離れた周波数領域では互いに略等しい
電圧値を示す制御電圧を夫々発生する一対の制御
電圧発生源が各々スイツチ、出力抵抗及びスイツ
チング用ダイオードに順次直列に接続されて一対
の制御電圧伝送路を形成し、一端が一対の制御電
圧伝送路のスイツチング用ダイオードの各出力端
子に夫々共通に接続され他端が第１の電源端子に
接続された単一の分圧用抵抗と、上記一対のスイ
ツチング用ダイオードの一方のスイツチング用ダ
イオードの制御電圧入力側端子と第２の電源端子
との間を接続するために外部信号によりスイツチ
ング制御される単一のスイツチング素子と、スイ
ツチング素子とスイツチング用ダイオードとの結
合点より第３の電源端子へ到る伝送路に設けられ
る第１の抵抗と、上記スイツチング素子がオンと
されたとき上記第３の電源端子よりの電圧を上記
一対のスイツチング用ダイオードの他方のスイツ
チング用ダイオードの制御電圧入力側端子に印加
するための第２の抵抗とよりなり、一対の上記ス
イツチを共にオフとし、かつ、上記スイツチング
素子をオフとしたとき順方向電流が流される上記
スイツチング用ダイオードの出力端子に上記第
１、第３の電源端子よりの電圧によつて生ずる電
圧に略一致するように上記第１の抵抗及び単一の
分圧用抵抗の各値を選定し、一対の上記スイツチ
がオンのときであつて上記スイツチング素子をオ
ンとしたときは上記一方のスイツチング用ダイオ
ードをオフとすると同時に他方のスイツチング用
ダイオードをオンとしてその入力制御電圧を通過
させ、上記スイツチング素子をオフとしたときは
他方のスイツチング用ダイオードをオフとすると
同時に一方のスイツチング用ダイオードをオンと
してその入力制御電圧を通過させるよう構成した
ため、保護用ダイオードや動作用電流用抵抗を不
要にできるので部品点数が従来回路に比し少なく
て済み、よつてコストも低減でき、またスイツチ
ング用ダイオードを使用しているからトランジス
タを使用した従来回路にくらべ前記スイツチをオ
フとした場合における出力電圧（静止電圧）のば
らつきを少なくでき、また回路構成をより簡略化
でき、更に前記一対の制御電圧は、前記スイツチ
がオフのときの前記スイツチング用ダイオードの
出力側に生ずる電圧に対して互いに逆極性とさ
れ、局部発振周波数を所定の周波数に制御するた
めの自動周波数制御回路（AFC回路）の制御電
圧としたため、正しい局部発振周波数の調整を行
なうことができ、AFC回路動作時の引込範囲の
バランスを従来回路に比し良好にでき、よつて特
にフランス国のテレビジヨン受像機のチユーナの
AFC端子に、受信チヤンネルや受信バンドに対
応して切換えて制御電圧を印加する回路に適用し
て最適である等の特長を有するものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来回路の一例を示す回路図、第２図
はフランス国のテレビジヨン受像機のチユーナの
AFC端子に印加されるべきAFC制御電圧の特性
を示す図、第３図は従来回路の他の例を示す回路
図、第４図は本発明回路の一実施例を示す回路
図、第５図は本発明回路の一変形例を示す回路図
である。 １，３……制御回路、２……切換制御信号入力
端子、S1，S2……AFC制御電圧発生源、Q1，
Q2，Q3，Q′3……スイツチング用トランジスタ、
D1，D2……保護用ダイオード、D10，D11……ス
イツチング用ダイオード。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 互いに一定周波数において等しい電圧値で、
    かつ、その近傍周波数領域では制御電圧対周波数
    特性の傾斜が互いに逆極性であり、該一定周波数
    より十分離れた周波数領域では互いに略等しい電
    圧値を示す制御電圧を夫々発生する一対の制御電
    圧発生源が各々スイツチ、出力抵抗及びスイツチ
    ング用ダイオードに順次直列に接続されて一対の
    制御電圧伝送路を形成し、一端が該一対の制御電
    圧伝送路のスイツチング用ダイオードの各出力端
    子に夫々共通に接続され他端が第１の電源端子に
    接続された単一の分圧用抵抗と、該一対のスイツ
    チング用ダイオードの一方の該スイツチング用ダ
    イオードの制御電圧入力側端子と第２の電源端子
    との間を接続するために外部信号によりスイツチ
    ング制御される単一のスイツチング素子と、該ス
    イツチング素子とスイツチング用ダイオードとの
    結合点より第３の電源端子へ到る伝送路に設けら
    れる第１の抵抗と、該スイツチング素子がオンと
    されたとき該第３の電源端子よりの電圧を該一対
    のスイツチング用ダイオードの他方のスイツチン
    グ用ダイオードの制御電圧入力側端子に印加する
    ための第２の抵抗とよりなり、一対の該スイツチ
    を共にオフとし、かつ、該スイツチング素子をオ
    フとしたとき順方向電流が流される該スイツチン
    グ用ダイオードの出力端子に該第１、第３の電源
    端子よりの電圧によつて生ずる電圧に略一致する
    ように該第１の抵抗及び単一の分圧用抵抗の各値
    を選定し、一対の該スイツチがオンのときであつ
    て該スイツチング素子をオンとしたときは該一方
    のスイツチング用ダイオードをオフとすると同時
    に該他方のスイツチング用ダイオードをオンとし
    てその入力制御電圧を通過させ、該スイツチング
    素子をオフとしたときは該他方のスイツチング用
    ダイオードをオフとすると同時に該一方のスイツ
    チング用ダイオードをオンとしてその入力制御電
    圧を通過させるよう構成したことを特徴とする制
    御電圧切換回路。 ２ 前記一対の制御電圧発生源よりの制御電圧
    は、前記スイツチがオフのときの前記スイツチン
    グ用ダイオードの出力側に生ずる電圧に対して互
    いに逆極性とされ、局部発振周波数を所定の周波
    数に制御するための自動周波数制御回路の制御電
    圧として用いることを特徴とする特許請求の範囲
    第１項記載の制御電圧切換回路。 ３ 前記一対の制御電圧発生源よりの制御電圧
    は、前記スイツチがオフのときの前記スイツチン
    グ用ダイオードの出力側に生ずる電圧に対して互
    いに逆極性とされ、局部発振周波数を所定の周波
    数に制御するための自動周波数制御回路の制御電
    圧として用いることを特徴とする特許請求の範囲
    第２項記載の制御電圧切換回路。
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