JPS6112554B2 - - Google Patents
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- JPS6112554B2 JPS6112554B2 JP52047089A JP4708977A JPS6112554B2 JP S6112554 B2 JPS6112554 B2 JP S6112554B2 JP 52047089 A JP52047089 A JP 52047089A JP 4708977 A JP4708977 A JP 4708977A JP S6112554 B2 JPS6112554 B2 JP S6112554B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G04—HOROLOGY
- G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
- G04C3/00—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means
- G04C3/14—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor
- G04C3/143—Means to reduce power consumption by reducing pulse width or amplitude and related problems, e.g. detection of unwanted or missing step
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Electromechanical Clocks (AREA)
- Adornments (AREA)
Description
本発明は電子時計の消費電力の低減化に関する
ものであり、具体的にはステツプモータに印加す
る駆動パルス幅を負荷により切り換え、最適な駆
動を行なうことにより低消費電力化を画るもので
ある。 従来、一般に使用されているアナログ型の水晶
腕時計の表示機構は、第１図に示されているよう
に構成されている。ステータ１、コイル７、ロー
タ６によつて構成されているモータの出力は、５
番車５、４番車４、３番車３、２番車２に伝達さ
れ図示されていないが、この後筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、秒針、分針、時針、カ
レンダーを駆動している。ところで、時針の場
合、カレンダーを切り換える時以外は、ステツプ
モータから見た負荷は、非常に小さく、２番車に
おいて1.0g−cmのトルクがあれば十分であるがカ
レンダーの切り換え時には、これの倍位のトルク
が必要になる。カレンダーの切り換えに要する時
間は、１日24時間の中で、たかだか６時間位にし
かすぎないのに、前記した事情から、安定してカ
レンダー機構を駆動できるような電力を常に供給
しているという問題を持つていた。次に、従来用
いられている電子腕時計の回路構成を第２図に示
す。発振回路１０の32.768KHzの信号は、分周回
路１１によつて、１秒信号に変換される。１秒信
号はパルス幅合成回路１２によつたて、7.8m
sec，２秒周期の信号に変換され、インバータ１
３ａ，１３ｂの入力15.16には、位相が１秒ずれ
た同じ周期、同りパルス幅の信号が加えらる結
果、コイル１４には、１秒毎に電流の流れる向き
の変わる反転パルスが加えられ、２極に着磁され
たロータ６は、一方向に回転する。第３図は、そ
の電流波形である。このように、現在の電子腕時
計の駆動パルス幅は、必要最大のトルクを基準に
して設定してあるので、大きなトルクを必要とし
ない時間帯では電力を浪費している状態であり、
時計の低消費電力化のさまたげとなつていた。 本発明は、このような欠点を除去するために考
案されたもので、通常は従来より、短いパルス幅
でモータを駆動し、その後で、ロータが回転した
かどうかを調べるために検出パルスを、コイルに
加え、コイルと直列に挿入した抵抗の電圧レベル
によつて、ロータが回転したかどうかを検出し、
もし、回転していなかつた場合には、より広いパ
ルス幅でモータを駆動して、修正するというもの
である。 以下、図面とともに本発明の好適な一実施例に
ついて説明すると、第９図は本発明よる電子時計
の全体ブロツク図であり、５１は水晶発振回路で
あり、時計の基準信号として用いられる信号を発
振する。分周回路５２は多段のフリツプフロツプ
により構成されており、水晶の発振信号を時計と
して必要な１秒信号にまで分周する。パルス合成
回路５３は、前記分周回路５２の各フリツプフロ
ツプ出力から、駆動に必要な時間幅の通常駆動パ
ルス信号、補正駆動に必要な補正駆動パルス信
号、検出に必要な検出パルス等を合成し、更にそ
れらを組み合せて駆動回路５４を作動させるに適
した信号に変換する。 駆動回路５４は、前記パルス合成回路５３から
の通常駆動パルス信号をうけ、ステツプモータ５
５を駆動する。 検出回路５６は、前記パルス合成回路５３から
検出パルスを受け、ステツプモータ５５の回転、
非回転を検出し、その結果をパルス合成回路５３
に入力する。 ステツプモータ５５のロータは、前記通常駆動
パルス印加により、低負荷のときは回転運動をす
るが、高負荷のときは非回転となり、このとき検
出信号を検出回路５４に印加すれば、ロータが回
転、非回転の違いによるコイルのインダクタンス
の相違から、ロータの回転、非回転の検出が可能
となる。 パルス合成回路５３は、前記検出回路５６から
の信号をうけ、ロータが非回転の場合は、駆動回
路５４に補正駆動パルスを加える。 補正駆動パルスは、通常パルスよりパルス幅が
長く、従つてトルクも大きく、高負荷でも駆動可
能である。 次に本発明の電子腕時計に使用されているステ
ツプモータの回転原理及び回転、非回転の検出原
理について説明する。第４図１は、飽和しやすく
作られた飽和１７で接続している一体構成のステ
ータで、図には明示されていないが、コイル７を
巻いた磁心と、磁気的に係合している。また、こ
のステータには係方向に２極に着磁されたロータ
６の回転方向を決めるために、ノツチ１８がつけ
てある。第４図は、コイル７に電流が加えられた
直後の状態を示しておりコイル７に、電流が加え
られていない時はロータ６は、ノツチ１８とロー
タ磁極のなす角度がほぼ90度の位置で静止してい
る。この状態で、コイル７に矢印の方向に電流を
流すと、ステータ１と第４図のように磁極がで
き、ロータ６は反発して、時計方向に回転する。
コイル７を流れる電流が切れると、ロータ６は、
第４図と磁極が逆になつた状態で静止する。この
後、コイル７に反対方向に電流を流すことにより
ロータ７は順次、時計方向に回転を続ける。 本発明の電子時計に使用したステツプモータ
は、可飽和部１７を持つ一体ステータで構成され
ているので、コイル７に電流を流した時の電流波
形は第３図のようになだらかな立上り特性を示
す。これはステータ１の可飽和部１７が飽和する
までの間は、コイル７から見た磁気回路の磁気抵
抗が非常に低く、その結果、抵抗Ｒ、コイル直列
回路の時定数τが大きくなるためである。これを
式で表わすと次のようになる。 τ＝Ｌ／Ｒ， Ｌ≒N2／Rm これから τ＝N2／（Ｒ×Rm）ただし、Ｌ：コイル７の
インダクタンス、Ｎ；コイル７の巻数、Rm；磁
気抵抗である。ステータ１の可飽和部１７が飽和
すると、飽和した部分の透磁率は空気と同じよう
になるので、Rmは増加し、前記回路の時定数τ
は小さくなり、第３図の如く、電流波形は急に立
上る。本発明の電子腕時計に用いている。ロータ
６の回転、非回転の検出は前述した抵抗、コイル
直列回路の時定数の違いとしてとらえている。次
に図面を用いて時定数の差がでる理由を説明す
る。 第５図は、コイル７に電流を流し始めた時の磁
界の様子を示したもので、ロータ６は、回転可能
な位置に磁極が来ている。磁束線２０は、ロータ
６から発生した磁束の様子を示したもので、実際
には、コイル７と鎖交する磁束も存在するが、こ
こでは省略した。磁束線２０ａと２０ｂは、ステ
ータ１の可飽和部１７ａ，１７ｂで、第５図の矢
印の方向に向いている。可飽和部１７は、多くの
場合、まだ飽和していない。この状態でロータ６
を時計方向へ回転すべく、コイル７に矢印の如く
電流を流す。コイル７によつて発生する磁束１９
ａ，１９ｂは、ステータ１の可飽和部１７ａ，１
７ｂでロータ６から発生した磁束２０ａ，２０ｂ
とそれぞれ強め合うために、ステータ１の可飽和
部１７は、すみやかに飽和する。この後、ロータ
６には、ロータ６を回転させるのに十分な磁束が
発生するが、第５図では省略した。この時のコイ
ルに流れる電流の波形を示したが第７図２２であ
る。 一方、ロータがなんらかの理由で回転できずに
戻つてしまつたところへコイル７に電流を流した
時の磁束の状態を示したのが第６図である。本
来、ロータ６を回転させるためには、コイル７に
は、矢印と反対の向きつまり、第５図と同じ向き
に電流を流さなければいけないのであるが、コイ
ル７には、１分毎に電流の向きが変わる反転電流
が加えられるので、ロータ６が回転できなかつた
時は、このような状態になるのである。ロータ６
は回転できなかつたのであるから、ロータ６から
発生する磁束の向きは、第５図と同じである。コ
イル７には、第５図と反対の方向に電流が流れる
ので、磁束の向きは２１ａ，２１ｂのようにな
る。ステータ１の可飽和部１７ａ，１７ｂでは、
ロータ６とコイル７によつて発生する磁束が、互
いに打消し合つており、ステータ１の可飽和部
を、飽和させるためには、より長い時間を必要と
する。この状態を示したのが、第７図の２３であ
る。実施例によれば、コイル線径0.23mm、ターン
数10000ターン、コイル直流抵抗3KΩロータ1.3
mm、可飽和部最小幅0.1mmのステツプモータにお
いて、ステータ１の可飽和部１７が飽和するまで
の第７図における時間差Ｄは1m secであつた。
第７図の２つの電流波形２２，２３で明らかなよ
うに、コイルのインダクタンスは、Ｃの範囲で、
ロータ６の回転時が小さく、非回転時が大きくな
つている。前記仕様ステツプモータに於て、Ｄの
範囲における等価インダクタンスは、回転時電流
波形２２ではＬ＝５ヘンリ、非回転電流波形２３
ではＬ＝40ヘンリであつた。 次に、本発明のポイントであるパルス合成回路
５３、駆動回路５４、検出回路５６について説明
する。 第１０図は、パルス合成回路５３の一部のタイ
ムチヤート及びそのブロツク図であり、1″パル
ス、1″補正パルス、及び検出用パルスφ１、φ２
のタイミンダを示すものである。 これらの信号は分周回路５２の出力Qnのゲー
トを組み合せることにより容易に合成可能であ
る。 以下に各々の論理式を示す。 1″パルス＝Q8，Q9，Q10，Q11，Q12，Q13，
Q14，Q15 1″補正パルス＝Ｑ９，Ｑ10，Q11，Ｑ12，Ｑ
13，Ｑ14，Ｑ15 φ１＝Ｑ５，Ｑ６，Q7，Q8，Q9，Q10，Ｑ11，
Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15 φ２＝Q5，Q6，Q7，Q8，Q9，Q10，Ｑ11，Ｑ
12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15 但し、Q5；1024Hz、Q4；512Hz，……Q15；１
Hzである。 従つて、各信号のパルス幅は、1″パルス；
3.9ms 1″補正パルス；7.8ms、φ１，φ２；
0.5msである。 これらの信号を次に説明する第１１図の回路に
入力し、駆動回路５４等を駆動するに適した信号
に変換する。 第１１図は、パルス合成回路５３、駆動回路５
４の検出回路５６の一実施例であり、100は1/2Hz
を出力するフリツプフロツプであり、その出力は
AND・ORゲート１０１，１０２の一方の制御ゲ
ート、及ンバータ１３７，１３８を介して他方の
制御ゲート及びANDゲート１０３，１０５の第
１入力及びインバータ１３９，１４０を介して
ANDゲート１０４，１０６の第１の入力に各々
接続されている。 AND・ORゲート１０１の第１の入力は端子１
３０に接続され、第１０図のパルス合成回路の出
力の一部のφ１が入力されており、その第２の入
力は端子１３１に接続され、φ２が入力されてい
る。 AND・ORゲート１０２の第１の入力は、上記
端子１３１に、第２の入力は端子１３０に接続さ
れ、各々φ２，φ１が接続されている。 AND・ORゲート１０１，１０２の出力は検出
パルスであり、その出力はNMOSFET１１５，
１１６のゲート端子に各々接続されるとともに、
ORゲート１０７，１０８の第２の入力端子に接
続されている。 ANDゲート１０３，１０４の他方の入力は端
子１３２に接続され、前記端子１３２には、第１
０図に示すパルス合成回路の出力の1″パルスが入
力されている。 ANDゲート１０５，１０６の第２の入力は端
子１３３に接続され、前記端子１３３には1″補正
パルスが入力されるとともにANDゲート１０
５，１０６の第３の入力にはラツチ回路１４１の
出力が接続されている。 ANDゲート１０３の出力は1″反転パルスの一
方の信号であり、OR１０８の第１の入力及びOR
１０９の一方の入力に接続され、AND１０４の
出力は1″反転パルスの他方の信号であり、OR１
０７の第１の入力及びOR１０９の一方の入力に
接続されている。 AND１０５の出力は、1″補正用反転パルスの
一方の信号であり、OR１０７の第３の入力、OR
１０９の他方の入力に各々接続されている。 AND１０６の出力は、1″補正用反転パルスの
他方の信号であり、OR１０８の第３の入力、OR
１１０の他方の入力に各々接続されている。 OR１０７の出力は、インバータ１１１を介し
て駆動用PMOSFET１１３のゲートに接続され
ている。 OR１０８の出力は、インバータ１１２を介し
て駆動用PMOSFET１１８のゲートに接続され
ている。 OR１０９の出力は、駆動用NMOSFET１１９
のゲートに接続され、OR１１０の出力は、
NMOSFET１１４のゲートに接続されている。 以上がパルス合成回路２３の構成であり、次に
駆動回路５４検出回路５６の構成について説明す
る。 １３４は電源の＋端子であり、PMOSFET１
１３，１１８のソースが各々に接続されている。 NMOSFET１１４，１１９はそのソースを接
地され、PMOSFET１１３、NMOSFET１１４
のドレインは互に接続されるとともに、ステツプ
モータ５５のコイル１５５の一端及び検出用
NMOSFET１１５のドレインと各々に接続され
ている。 PMOSFET１１８、NMOSFET１１９は、そ
のドレインを互いに接続され、更にステツプモー
タ５５コイル１５５の他端及び検出用
NMOSFET１１６のドレインに接続されてい
る。 NMOSFET１１５，１１６は、互にソース電
極を接続され、その接続点は抵抗１１７の一端に
接続されている。 また、抵抗１１７の他端は接地されている。 NMOSFET１１５，１１６抵抗１１７の前記
接続点は、また、トランスミツシヨンゲート（以
下TGと略）１２０の入力及びコンパレータ１２
３の＋入力に各々接続されており、TG１２０の
出力は一端を接地されたコンデンサ１２２の他端
の電極及びコンパレータ１２３の一端子に各合接
続されている。 また、TG１２０の制御端子には端子１３５が
接続され、第１０図パルス合成回路の出力の一部
であるφ１が入力されている。 コンパレータ１２３は、その出力がTG１２
５，１２６インバータ１２７〜１２９で構成され
るラツチ回路１４１のデータ端子に接続されてお
り、更にその電源端子にはゲートを上記端子１３
６に接続されたNMOSFET１２４が挿入され、
上記NMOSFET１２４を介して接地されてい
る。 ラツチ回路１４１の出力は、パルス合成回路５
３に帰還され、ANDゲート１０５，１０６の第
３の入力に各々接続されている。 以上の様な構成の回路において、その動作を説
明すると、Ｆ／Ｆ 100の出力が“Ｈ”の時、
AND・ORゲート１０１からはφ１、AND・OR
ゲート１０２からはφ２が各々出力される。 φ１は、NMOSFET１１５をオンさせると共
に、OR１０８、インバータ１１２を介して
PMOSFET１１８をオンさせる。 この時、PMOSFET１１８、コイル１５５、
NMOSFET１１５、抵抗１１７を介して電流が
流れ、抵抗１１７の両端には電圧降下が発生す
る。 一方、φ１が“Ｈ”の時、TG１２０はオン
し、したがつてコンデンサ１２２には上記抵抗１
１７の電圧降下に等しい電圧が記憶される。 この電圧は、電流を抵抗の電圧降下に変換して
いるので第７図に示す電流波形と同じ波形とな
り、したがつて検出パルス幅を適切に設定するこ
とにより、第１２図に示す如く、回転、非回転の
差を検出できるようになる。 φ１は、次にロータを回転させる駆動パルスと
同方向のパルスなので、ロータが次のパルスで回
転可能な状態即ち、前のパルスで正常に回転して
いれば、第１２図１５０に示す如く上記電圧は早
く立上り、コンデンサ１２２に記憶されている電
圧も高い。 また、反対に前回のパルスでロータが回転して
いなければ、その電圧は第１２図１５１の如く低
くなる。 次に、φ２がAND・ORゲート１０２から出力
されると、反対にPMOSFET１１３、
NMOSFET１１６がオンし、抵抗１１７に電圧
降下が発生する。 この時、TG１２０はオフしており、コンデン
サ１２２にはφ１による電圧降下が記憶され、コ
ンパレータ１２３の一入力端子に入力されてい
る。 φ２により、抵抗１１７に発生した電圧降下
は、コンパレータ１２３の＋端子に入力される。 この時、NMOSFET１２４は、φ２をうけて
オンし、コンパレータ１２３は作動し、ラツチ１
４１も読み込み状態となる。 φ２によりコイル１５５に流れる電流の向きは
φ１によるものと反対であり、従つて、前回の駆
動パルスでロータが回転していれば、φ２により
流れる電流は立上り時間が長くなり、第１２図１
５１に示す如く電圧降下も低くなる。 反対に、前回の駆動パルスでロータが回転して
いなければ、φ２によりコイル１５５に流れる電
流の向きは、ロータを回転することの可能な向き
であり、電流の立上り時間は早く、第１２図１５
０に示す如く電圧降下も大きくなる。 コンパレータ１２３はφ１による上記電圧降下
Ｖφ１，およびφ２による上記電圧降下Ｖφ２が
Ｖφ１＞Ｖφ２の時（回転時）は、出力は
“Ｌ”，Ｖφ２＞Ｖφ１の時（非回転時）は出力
“Ｈ”となる。 この出力は、ラツチ１４１に読み込み記憶され
る。 ラツチ１４１の出力が“Ｈ”になると、AND
ゲート１０５，１０６の第３の入力が“Ｈ”とな
り、Ｆ／Ｆ 100の出力も“Ｈ”なので、AND１
０５から“１”補正パルスが出力される。 このパルスは、PMOSFET１１３、
NMOSFET１１９をオンさせ、前回と同じ向き
の駆動パルスを、補正駆動パルスとして、より長
い時間ロータに印加する。このパルスによりロー
タは回転する。 次に、この正規の“１”パルスが、AND１０
３を介して出力され、PMOSFET１１８，
NMOSFET１１４をオンさせ、ロータを回転さ
せる。 この“１”パルスの立上りで、Ｆ／Ｆ 100の
出力も反転し、したがつて今度は、AND・OR１
０２からφ１が、AND・OR１０１からφ２が出
力され、同様な検出を行なう。 これらの様子を第１１図ｂのタイムチヤートに
示す。 次に、本発明の大きな特徴であるCMOS構成の
コンパレータ１２３の構成と動作を簡単に説明す
る。 第１３図はコンパレータ１２３の一実施例であ
り、第１３図ａは詳細回路図、ｂはブロツク図で
ある。端子１６４は“＋”入力端子、端子１６５
は“−”入力端子、端子１６６は出力端子、端子
１３６はイネブル（Enable）端子である。 その機能をまとめると第１表の様になる。
ものであり、具体的にはステツプモータに印加す
る駆動パルス幅を負荷により切り換え、最適な駆
動を行なうことにより低消費電力化を画るもので
ある。 従来、一般に使用されているアナログ型の水晶
腕時計の表示機構は、第１図に示されているよう
に構成されている。ステータ１、コイル７、ロー
タ６によつて構成されているモータの出力は、５
番車５、４番車４、３番車３、２番車２に伝達さ
れ図示されていないが、この後筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、秒針、分針、時針、カ
レンダーを駆動している。ところで、時針の場
合、カレンダーを切り換える時以外は、ステツプ
モータから見た負荷は、非常に小さく、２番車に
おいて1.0g−cmのトルクがあれば十分であるがカ
レンダーの切り換え時には、これの倍位のトルク
が必要になる。カレンダーの切り換えに要する時
間は、１日24時間の中で、たかだか６時間位にし
かすぎないのに、前記した事情から、安定してカ
レンダー機構を駆動できるような電力を常に供給
しているという問題を持つていた。次に、従来用
いられている電子腕時計の回路構成を第２図に示
す。発振回路１０の32.768KHzの信号は、分周回
路１１によつて、１秒信号に変換される。１秒信
号はパルス幅合成回路１２によつたて、7.8m
sec，２秒周期の信号に変換され、インバータ１
３ａ，１３ｂの入力15.16には、位相が１秒ずれ
た同じ周期、同りパルス幅の信号が加えらる結
果、コイル１４には、１秒毎に電流の流れる向き
の変わる反転パルスが加えられ、２極に着磁され
たロータ６は、一方向に回転する。第３図は、そ
の電流波形である。このように、現在の電子腕時
計の駆動パルス幅は、必要最大のトルクを基準に
して設定してあるので、大きなトルクを必要とし
ない時間帯では電力を浪費している状態であり、
時計の低消費電力化のさまたげとなつていた。 本発明は、このような欠点を除去するために考
案されたもので、通常は従来より、短いパルス幅
でモータを駆動し、その後で、ロータが回転した
かどうかを調べるために検出パルスを、コイルに
加え、コイルと直列に挿入した抵抗の電圧レベル
によつて、ロータが回転したかどうかを検出し、
もし、回転していなかつた場合には、より広いパ
ルス幅でモータを駆動して、修正するというもの
である。 以下、図面とともに本発明の好適な一実施例に
ついて説明すると、第９図は本発明よる電子時計
の全体ブロツク図であり、５１は水晶発振回路で
あり、時計の基準信号として用いられる信号を発
振する。分周回路５２は多段のフリツプフロツプ
により構成されており、水晶の発振信号を時計と
して必要な１秒信号にまで分周する。パルス合成
回路５３は、前記分周回路５２の各フリツプフロ
ツプ出力から、駆動に必要な時間幅の通常駆動パ
ルス信号、補正駆動に必要な補正駆動パルス信
号、検出に必要な検出パルス等を合成し、更にそ
れらを組み合せて駆動回路５４を作動させるに適
した信号に変換する。 駆動回路５４は、前記パルス合成回路５３から
の通常駆動パルス信号をうけ、ステツプモータ５
５を駆動する。 検出回路５６は、前記パルス合成回路５３から
検出パルスを受け、ステツプモータ５５の回転、
非回転を検出し、その結果をパルス合成回路５３
に入力する。 ステツプモータ５５のロータは、前記通常駆動
パルス印加により、低負荷のときは回転運動をす
るが、高負荷のときは非回転となり、このとき検
出信号を検出回路５４に印加すれば、ロータが回
転、非回転の違いによるコイルのインダクタンス
の相違から、ロータの回転、非回転の検出が可能
となる。 パルス合成回路５３は、前記検出回路５６から
の信号をうけ、ロータが非回転の場合は、駆動回
路５４に補正駆動パルスを加える。 補正駆動パルスは、通常パルスよりパルス幅が
長く、従つてトルクも大きく、高負荷でも駆動可
能である。 次に本発明の電子腕時計に使用されているステ
ツプモータの回転原理及び回転、非回転の検出原
理について説明する。第４図１は、飽和しやすく
作られた飽和１７で接続している一体構成のステ
ータで、図には明示されていないが、コイル７を
巻いた磁心と、磁気的に係合している。また、こ
のステータには係方向に２極に着磁されたロータ
６の回転方向を決めるために、ノツチ１８がつけ
てある。第４図は、コイル７に電流が加えられた
直後の状態を示しておりコイル７に、電流が加え
られていない時はロータ６は、ノツチ１８とロー
タ磁極のなす角度がほぼ90度の位置で静止してい
る。この状態で、コイル７に矢印の方向に電流を
流すと、ステータ１と第４図のように磁極がで
き、ロータ６は反発して、時計方向に回転する。
コイル７を流れる電流が切れると、ロータ６は、
第４図と磁極が逆になつた状態で静止する。この
後、コイル７に反対方向に電流を流すことにより
ロータ７は順次、時計方向に回転を続ける。 本発明の電子時計に使用したステツプモータ
は、可飽和部１７を持つ一体ステータで構成され
ているので、コイル７に電流を流した時の電流波
形は第３図のようになだらかな立上り特性を示
す。これはステータ１の可飽和部１７が飽和する
までの間は、コイル７から見た磁気回路の磁気抵
抗が非常に低く、その結果、抵抗Ｒ、コイル直列
回路の時定数τが大きくなるためである。これを
式で表わすと次のようになる。 τ＝Ｌ／Ｒ， Ｌ≒N2／Rm これから τ＝N2／（Ｒ×Rm）ただし、Ｌ：コイル７の
インダクタンス、Ｎ；コイル７の巻数、Rm；磁
気抵抗である。ステータ１の可飽和部１７が飽和
すると、飽和した部分の透磁率は空気と同じよう
になるので、Rmは増加し、前記回路の時定数τ
は小さくなり、第３図の如く、電流波形は急に立
上る。本発明の電子腕時計に用いている。ロータ
６の回転、非回転の検出は前述した抵抗、コイル
直列回路の時定数の違いとしてとらえている。次
に図面を用いて時定数の差がでる理由を説明す
る。 第５図は、コイル７に電流を流し始めた時の磁
界の様子を示したもので、ロータ６は、回転可能
な位置に磁極が来ている。磁束線２０は、ロータ
６から発生した磁束の様子を示したもので、実際
には、コイル７と鎖交する磁束も存在するが、こ
こでは省略した。磁束線２０ａと２０ｂは、ステ
ータ１の可飽和部１７ａ，１７ｂで、第５図の矢
印の方向に向いている。可飽和部１７は、多くの
場合、まだ飽和していない。この状態でロータ６
を時計方向へ回転すべく、コイル７に矢印の如く
電流を流す。コイル７によつて発生する磁束１９
ａ，１９ｂは、ステータ１の可飽和部１７ａ，１
７ｂでロータ６から発生した磁束２０ａ，２０ｂ
とそれぞれ強め合うために、ステータ１の可飽和
部１７は、すみやかに飽和する。この後、ロータ
６には、ロータ６を回転させるのに十分な磁束が
発生するが、第５図では省略した。この時のコイ
ルに流れる電流の波形を示したが第７図２２であ
る。 一方、ロータがなんらかの理由で回転できずに
戻つてしまつたところへコイル７に電流を流した
時の磁束の状態を示したのが第６図である。本
来、ロータ６を回転させるためには、コイル７に
は、矢印と反対の向きつまり、第５図と同じ向き
に電流を流さなければいけないのであるが、コイ
ル７には、１分毎に電流の向きが変わる反転電流
が加えられるので、ロータ６が回転できなかつた
時は、このような状態になるのである。ロータ６
は回転できなかつたのであるから、ロータ６から
発生する磁束の向きは、第５図と同じである。コ
イル７には、第５図と反対の方向に電流が流れる
ので、磁束の向きは２１ａ，２１ｂのようにな
る。ステータ１の可飽和部１７ａ，１７ｂでは、
ロータ６とコイル７によつて発生する磁束が、互
いに打消し合つており、ステータ１の可飽和部
を、飽和させるためには、より長い時間を必要と
する。この状態を示したのが、第７図の２３であ
る。実施例によれば、コイル線径0.23mm、ターン
数10000ターン、コイル直流抵抗3KΩロータ1.3
mm、可飽和部最小幅0.1mmのステツプモータにお
いて、ステータ１の可飽和部１７が飽和するまで
の第７図における時間差Ｄは1m secであつた。
第７図の２つの電流波形２２，２３で明らかなよ
うに、コイルのインダクタンスは、Ｃの範囲で、
ロータ６の回転時が小さく、非回転時が大きくな
つている。前記仕様ステツプモータに於て、Ｄの
範囲における等価インダクタンスは、回転時電流
波形２２ではＬ＝５ヘンリ、非回転電流波形２３
ではＬ＝40ヘンリであつた。 次に、本発明のポイントであるパルス合成回路
５３、駆動回路５４、検出回路５６について説明
する。 第１０図は、パルス合成回路５３の一部のタイ
ムチヤート及びそのブロツク図であり、1″パル
ス、1″補正パルス、及び検出用パルスφ１、φ２
のタイミンダを示すものである。 これらの信号は分周回路５２の出力Qnのゲー
トを組み合せることにより容易に合成可能であ
る。 以下に各々の論理式を示す。 1″パルス＝Q8，Q9，Q10，Q11，Q12，Q13，
Q14，Q15 1″補正パルス＝Ｑ９，Ｑ10，Q11，Ｑ12，Ｑ
13，Ｑ14，Ｑ15 φ１＝Ｑ５，Ｑ６，Q7，Q8，Q9，Q10，Ｑ11，
Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15 φ２＝Q5，Q6，Q7，Q8，Q9，Q10，Ｑ11，Ｑ
12，Ｑ13，Ｑ14，Ｑ15 但し、Q5；1024Hz、Q4；512Hz，……Q15；１
Hzである。 従つて、各信号のパルス幅は、1″パルス；
3.9ms 1″補正パルス；7.8ms、φ１，φ２；
0.5msである。 これらの信号を次に説明する第１１図の回路に
入力し、駆動回路５４等を駆動するに適した信号
に変換する。 第１１図は、パルス合成回路５３、駆動回路５
４の検出回路５６の一実施例であり、100は1/2Hz
を出力するフリツプフロツプであり、その出力は
AND・ORゲート１０１，１０２の一方の制御ゲ
ート、及ンバータ１３７，１３８を介して他方の
制御ゲート及びANDゲート１０３，１０５の第
１入力及びインバータ１３９，１４０を介して
ANDゲート１０４，１０６の第１の入力に各々
接続されている。 AND・ORゲート１０１の第１の入力は端子１
３０に接続され、第１０図のパルス合成回路の出
力の一部のφ１が入力されており、その第２の入
力は端子１３１に接続され、φ２が入力されてい
る。 AND・ORゲート１０２の第１の入力は、上記
端子１３１に、第２の入力は端子１３０に接続さ
れ、各々φ２，φ１が接続されている。 AND・ORゲート１０１，１０２の出力は検出
パルスであり、その出力はNMOSFET１１５，
１１６のゲート端子に各々接続されるとともに、
ORゲート１０７，１０８の第２の入力端子に接
続されている。 ANDゲート１０３，１０４の他方の入力は端
子１３２に接続され、前記端子１３２には、第１
０図に示すパルス合成回路の出力の1″パルスが入
力されている。 ANDゲート１０５，１０６の第２の入力は端
子１３３に接続され、前記端子１３３には1″補正
パルスが入力されるとともにANDゲート１０
５，１０６の第３の入力にはラツチ回路１４１の
出力が接続されている。 ANDゲート１０３の出力は1″反転パルスの一
方の信号であり、OR１０８の第１の入力及びOR
１０９の一方の入力に接続され、AND１０４の
出力は1″反転パルスの他方の信号であり、OR１
０７の第１の入力及びOR１０９の一方の入力に
接続されている。 AND１０５の出力は、1″補正用反転パルスの
一方の信号であり、OR１０７の第３の入力、OR
１０９の他方の入力に各々接続されている。 AND１０６の出力は、1″補正用反転パルスの
他方の信号であり、OR１０８の第３の入力、OR
１１０の他方の入力に各々接続されている。 OR１０７の出力は、インバータ１１１を介し
て駆動用PMOSFET１１３のゲートに接続され
ている。 OR１０８の出力は、インバータ１１２を介し
て駆動用PMOSFET１１８のゲートに接続され
ている。 OR１０９の出力は、駆動用NMOSFET１１９
のゲートに接続され、OR１１０の出力は、
NMOSFET１１４のゲートに接続されている。 以上がパルス合成回路２３の構成であり、次に
駆動回路５４検出回路５６の構成について説明す
る。 １３４は電源の＋端子であり、PMOSFET１
１３，１１８のソースが各々に接続されている。 NMOSFET１１４，１１９はそのソースを接
地され、PMOSFET１１３、NMOSFET１１４
のドレインは互に接続されるとともに、ステツプ
モータ５５のコイル１５５の一端及び検出用
NMOSFET１１５のドレインと各々に接続され
ている。 PMOSFET１１８、NMOSFET１１９は、そ
のドレインを互いに接続され、更にステツプモー
タ５５コイル１５５の他端及び検出用
NMOSFET１１６のドレインに接続されてい
る。 NMOSFET１１５，１１６は、互にソース電
極を接続され、その接続点は抵抗１１７の一端に
接続されている。 また、抵抗１１７の他端は接地されている。 NMOSFET１１５，１１６抵抗１１７の前記
接続点は、また、トランスミツシヨンゲート（以
下TGと略）１２０の入力及びコンパレータ１２
３の＋入力に各々接続されており、TG１２０の
出力は一端を接地されたコンデンサ１２２の他端
の電極及びコンパレータ１２３の一端子に各合接
続されている。 また、TG１２０の制御端子には端子１３５が
接続され、第１０図パルス合成回路の出力の一部
であるφ１が入力されている。 コンパレータ１２３は、その出力がTG１２
５，１２６インバータ１２７〜１２９で構成され
るラツチ回路１４１のデータ端子に接続されてお
り、更にその電源端子にはゲートを上記端子１３
６に接続されたNMOSFET１２４が挿入され、
上記NMOSFET１２４を介して接地されてい
る。 ラツチ回路１４１の出力は、パルス合成回路５
３に帰還され、ANDゲート１０５，１０６の第
３の入力に各々接続されている。 以上の様な構成の回路において、その動作を説
明すると、Ｆ／Ｆ 100の出力が“Ｈ”の時、
AND・ORゲート１０１からはφ１、AND・OR
ゲート１０２からはφ２が各々出力される。 φ１は、NMOSFET１１５をオンさせると共
に、OR１０８、インバータ１１２を介して
PMOSFET１１８をオンさせる。 この時、PMOSFET１１８、コイル１５５、
NMOSFET１１５、抵抗１１７を介して電流が
流れ、抵抗１１７の両端には電圧降下が発生す
る。 一方、φ１が“Ｈ”の時、TG１２０はオン
し、したがつてコンデンサ１２２には上記抵抗１
１７の電圧降下に等しい電圧が記憶される。 この電圧は、電流を抵抗の電圧降下に変換して
いるので第７図に示す電流波形と同じ波形とな
り、したがつて検出パルス幅を適切に設定するこ
とにより、第１２図に示す如く、回転、非回転の
差を検出できるようになる。 φ１は、次にロータを回転させる駆動パルスと
同方向のパルスなので、ロータが次のパルスで回
転可能な状態即ち、前のパルスで正常に回転して
いれば、第１２図１５０に示す如く上記電圧は早
く立上り、コンデンサ１２２に記憶されている電
圧も高い。 また、反対に前回のパルスでロータが回転して
いなければ、その電圧は第１２図１５１の如く低
くなる。 次に、φ２がAND・ORゲート１０２から出力
されると、反対にPMOSFET１１３、
NMOSFET１１６がオンし、抵抗１１７に電圧
降下が発生する。 この時、TG１２０はオフしており、コンデン
サ１２２にはφ１による電圧降下が記憶され、コ
ンパレータ１２３の一入力端子に入力されてい
る。 φ２により、抵抗１１７に発生した電圧降下
は、コンパレータ１２３の＋端子に入力される。 この時、NMOSFET１２４は、φ２をうけて
オンし、コンパレータ１２３は作動し、ラツチ１
４１も読み込み状態となる。 φ２によりコイル１５５に流れる電流の向きは
φ１によるものと反対であり、従つて、前回の駆
動パルスでロータが回転していれば、φ２により
流れる電流は立上り時間が長くなり、第１２図１
５１に示す如く電圧降下も低くなる。 反対に、前回の駆動パルスでロータが回転して
いなければ、φ２によりコイル１５５に流れる電
流の向きは、ロータを回転することの可能な向き
であり、電流の立上り時間は早く、第１２図１５
０に示す如く電圧降下も大きくなる。 コンパレータ１２３はφ１による上記電圧降下
Ｖφ１，およびφ２による上記電圧降下Ｖφ２が
Ｖφ１＞Ｖφ２の時（回転時）は、出力は
“Ｌ”，Ｖφ２＞Ｖφ１の時（非回転時）は出力
“Ｈ”となる。 この出力は、ラツチ１４１に読み込み記憶され
る。 ラツチ１４１の出力が“Ｈ”になると、AND
ゲート１０５，１０６の第３の入力が“Ｈ”とな
り、Ｆ／Ｆ 100の出力も“Ｈ”なので、AND１
０５から“１”補正パルスが出力される。 このパルスは、PMOSFET１１３、
NMOSFET１１９をオンさせ、前回と同じ向き
の駆動パルスを、補正駆動パルスとして、より長
い時間ロータに印加する。このパルスによりロー
タは回転する。 次に、この正規の“１”パルスが、AND１０
３を介して出力され、PMOSFET１１８，
NMOSFET１１４をオンさせ、ロータを回転さ
せる。 この“１”パルスの立上りで、Ｆ／Ｆ 100の
出力も反転し、したがつて今度は、AND・OR１
０２からφ１が、AND・OR１０１からφ２が出
力され、同様な検出を行なう。 これらの様子を第１１図ｂのタイムチヤートに
示す。 次に、本発明の大きな特徴であるCMOS構成の
コンパレータ１２３の構成と動作を簡単に説明す
る。 第１３図はコンパレータ１２３の一実施例であ
り、第１３図ａは詳細回路図、ｂはブロツク図で
ある。端子１６４は“＋”入力端子、端子１６５
は“−”入力端子、端子１６６は出力端子、端子
１３６はイネブル（Enable）端子である。 その機能をまとめると第１表の様になる。
【表】
１６７は電源端子であり、PMOSFET１６
０、１６２のソース電極と各々接続されている。 PMOSFET１６０はそのゲート、ドレイン電
極を接続され、その接続点はPMOSFET１６２
のゲート及びNMOSFET１６１ドレインに各々
接続されている。 NMOSFET１６１のゲートは、端子１６４に
接続され、そのソースはNMOSFET１２４のド
レインに接続されている。 PMOSFET１６２のドレインは、NMOSFET
１６３のドレイン及び出力端子１６６に接続され
ている。 NMOSFET１６３のゲートは端子１６５に接
続され、そのソースは、NMOSFET１６１のソ
ースと共に、NMOSFET１２４のドレインに接
続されている。 NMOSFET１２４は、そのソースを接地さ
れ、ゲートは端子１３６に接続されている。 また、NMOSFET１６１，１６３，
PMOSFET１６０，１６２の特性は各々等し
い。 以上の様な構成のコンパレータについてその動
作を説明すると、イネーブル端子１３６が“Ｌ”
の時、NMOSFET１２４はオフし、コンパレー
タは動作しない。 端子１３６が“Ｈ”になると、NMOSFET１
２４はオンし、コンパレータは動作する。 端子１６４に入力電圧V1を印加すると、接続
点１６８の電位、電流は第１４図ａのようにな
る。 第４図ａに於て、Ｖ１６８は端子１６８の電
位、Ｉ１６８は端子１６８を流れる電流である。 PMOSFET１６２のゲートには、上記Ｖ１６
８が印加されるため、その飽和電流はＩ１６８に
等しくなる。 その様子を第１４図ｂ１６２の特性に示す。 一方、端子１６５に印加する電圧V2とする
と、V2＞V1の時、NMOSFET１６３の飽和電流
はＩ１６８より大きくなる。 したがつて、出力端子１６６の電位Ｖ１６６は
“Ｌ”レベルに近くなる。 その様子を第４図ｂ動作点×で示す。 反対にV2＜V1の場合、出力は“Ｈ”レベルと
なり、その様子を第４図bYで示す。 したがつて、その機能をまとめると第１表の如
くなる。 以上述べたように、本発明よれば軽負荷時は短
かい駆動パルスでロータを回転させ、高負荷時に
短かい駆動パルスでロータが回転できなかつた時
のみ、長い駆動パルスを供給し、負荷を駆動する
ことが可能であるため、従来に比べ、大幅に消費
電力は低減される。 また、本回路は全て同一IC内に集積可能であ
るうえ、ロータ回転時、非回転時の検出抵抗の電
圧降下の比較を行なうものであるため、検出抵抗
の精度、スレツシヨルド電圧の変化、温度変化等
のあらゆる変動の影響をうけず、全く調整箇所を
必要としない。 したがつて、IC化が容易であり、全体のシス
テムとしてもコストアツプになる要素はほとんど
無く、容易に電子時計の低消費電力化が可能をな
り、その効果は大きい。 また、本実施例では、２相の検出パルスφ１，
φ２を連続して出力させ、レベルの比較を行なつ
たが、通常駆動パルスの前後にこれらを置いても
効果は同じであり、パルスの数、組合せをどの様
に変化させても本発明の域を出るものではない。 また、モータの種類にかかわらず、ロータが回
転した時と回転しなかつた時とで、モータのコイ
ルのインダクタンスに差があるようなモータを使
用した電子腕時計は、本発明に含まれることは言
うまでもないことである。
０、１６２のソース電極と各々接続されている。 PMOSFET１６０はそのゲート、ドレイン電
極を接続され、その接続点はPMOSFET１６２
のゲート及びNMOSFET１６１ドレインに各々
接続されている。 NMOSFET１６１のゲートは、端子１６４に
接続され、そのソースはNMOSFET１２４のド
レインに接続されている。 PMOSFET１６２のドレインは、NMOSFET
１６３のドレイン及び出力端子１６６に接続され
ている。 NMOSFET１６３のゲートは端子１６５に接
続され、そのソースは、NMOSFET１６１のソ
ースと共に、NMOSFET１２４のドレインに接
続されている。 NMOSFET１２４は、そのソースを接地さ
れ、ゲートは端子１３６に接続されている。 また、NMOSFET１６１，１６３，
PMOSFET１６０，１６２の特性は各々等し
い。 以上の様な構成のコンパレータについてその動
作を説明すると、イネーブル端子１３６が“Ｌ”
の時、NMOSFET１２４はオフし、コンパレー
タは動作しない。 端子１３６が“Ｈ”になると、NMOSFET１
２４はオンし、コンパレータは動作する。 端子１６４に入力電圧V1を印加すると、接続
点１６８の電位、電流は第１４図ａのようにな
る。 第４図ａに於て、Ｖ１６８は端子１６８の電
位、Ｉ１６８は端子１６８を流れる電流である。 PMOSFET１６２のゲートには、上記Ｖ１６
８が印加されるため、その飽和電流はＩ１６８に
等しくなる。 その様子を第１４図ｂ１６２の特性に示す。 一方、端子１６５に印加する電圧V2とする
と、V2＞V1の時、NMOSFET１６３の飽和電流
はＩ１６８より大きくなる。 したがつて、出力端子１６６の電位Ｖ１６６は
“Ｌ”レベルに近くなる。 その様子を第４図ｂ動作点×で示す。 反対にV2＜V1の場合、出力は“Ｈ”レベルと
なり、その様子を第４図bYで示す。 したがつて、その機能をまとめると第１表の如
くなる。 以上述べたように、本発明よれば軽負荷時は短
かい駆動パルスでロータを回転させ、高負荷時に
短かい駆動パルスでロータが回転できなかつた時
のみ、長い駆動パルスを供給し、負荷を駆動する
ことが可能であるため、従来に比べ、大幅に消費
電力は低減される。 また、本回路は全て同一IC内に集積可能であ
るうえ、ロータ回転時、非回転時の検出抵抗の電
圧降下の比較を行なうものであるため、検出抵抗
の精度、スレツシヨルド電圧の変化、温度変化等
のあらゆる変動の影響をうけず、全く調整箇所を
必要としない。 したがつて、IC化が容易であり、全体のシス
テムとしてもコストアツプになる要素はほとんど
無く、容易に電子時計の低消費電力化が可能をな
り、その効果は大きい。 また、本実施例では、２相の検出パルスφ１，
φ２を連続して出力させ、レベルの比較を行なつ
たが、通常駆動パルスの前後にこれらを置いても
効果は同じであり、パルスの数、組合せをどの様
に変化させても本発明の域を出るものではない。 また、モータの種類にかかわらず、ロータが回
転した時と回転しなかつた時とで、モータのコイ
ルのインダクタンスに差があるようなモータを使
用した電子腕時計は、本発明に含まれることは言
うまでもないことである。
第１図は、アナログ型電子時計の表示機構図、
第２図は、従来の電子時計の回路構成ブロツク
図、第３図は、コイル電流波形図。第４図はステ
ツプモータ動作原理説明図。第５図は、ステツプ
モータ動作原理説明図。第６図はステツプモータ
動作原理説明図。第７図は、コイル電流波形図。
第８図は、モータの駆動パルス幅一電流、トルク
特性図。第９図は、本発明による電子時計の全体
ブロツク図。第１０図は、パルス合成回路ブロツ
ク図及びタイムチヤート。第１１図は、パルス合
成回路、検出回路、駆動回路の一実施例回路図及
びタイムチヤート。第１２図は、検出抵抗の電圧
降下一時間特性。第１３図は、コンパレータ回路
図。 １……ステータ、２……２番車、３……３番
車、４……４番車、５……５番車、６……ロー
タ、７……コイル、１０……発振回路、１１……
分周回路、１２……パルス幅合成回路、１３……
駆動回路、１４……コイル、１７……可飽和部、
５１……発振回路、５２……分周回路、５３……
パルス合成回路、５４……駆動回路、５５……ス
テツプモータ、５６……検出回路、１００……1/
２秒出力Ｆ／Ｆ（Q16）、１１７……検出用抵抗、
１２２……コンデンサ、１２３……コンパレー
タ、１４１……ラツチメモリ、１５５……コイ
ル。
第２図は、従来の電子時計の回路構成ブロツク
図、第３図は、コイル電流波形図。第４図はステ
ツプモータ動作原理説明図。第５図は、ステツプ
モータ動作原理説明図。第６図はステツプモータ
動作原理説明図。第７図は、コイル電流波形図。
第８図は、モータの駆動パルス幅一電流、トルク
特性図。第９図は、本発明による電子時計の全体
ブロツク図。第１０図は、パルス合成回路ブロツ
ク図及びタイムチヤート。第１１図は、パルス合
成回路、検出回路、駆動回路の一実施例回路図及
びタイムチヤート。第１２図は、検出抵抗の電圧
降下一時間特性。第１３図は、コンパレータ回路
図。 １……ステータ、２……２番車、３……３番
車、４……４番車、５……５番車、６……ロー
タ、７……コイル、１０……発振回路、１１……
分周回路、１２……パルス幅合成回路、１３……
駆動回路、１４……コイル、１７……可飽和部、
５１……発振回路、５２……分周回路、５３……
パルス合成回路、５４……駆動回路、５５……ス
テツプモータ、５６……検出回路、１００……1/
２秒出力Ｆ／Ｆ（Q16）、１１７……検出用抵抗、
１２２……コンデンサ、１２３……コンパレー
タ、１４１……ラツチメモリ、１５５……コイ
ル。
Claims (1)
- １ 基準信号発生手段と、コイルとステータ部と
ロータから成るステツプモータと、前記ステツプ
モータのコイルに接続されて前記コイルに流れる
電流を制御する複数のスイツチング素子と、前記
基準信号発生手段の出力を入力して複数のパルス
信号を前記スイツチング素子に出力して前記ステ
ツプモータを駆動制御するパルス発生回路と、前
記ステツプモータのコイルに接続される検出素子
と、前記スイツチング素子により前記ステツプモ
ータのコイルの一方向に電流を流した場合と前記
方向と反対方向に電流を流した場合との前記検出
素子に生じる電圧降下を比較して前記ステータ部
におけるロータの磁極の位置を検出する電圧比較
手段とを有し、前記パルス発生回路は前記電圧比
較手段の出力を入力して前記スイツチング素子に
補正駆動パルスを選択出力する手段を含すことを
特徴とする電子時計。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4708977A JPS53132381A (en) | 1977-04-23 | 1977-04-23 | Electronic watch |
| GB15441/78A GB1592898A (en) | 1977-04-23 | 1978-04-19 | Electronic timepieces having stepping motor-driven analogue time displays |
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Applications Claiming Priority (1)
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| JP4708977A JPS53132381A (en) | 1977-04-23 | 1977-04-23 | Electronic watch |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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