JPS6113191B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電子腕時計に関し、特にその電気機械
変換機構であるステツプモーターの改良に関す
る。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、数多くの技術革新
や改良により次第に生産数量の増加と低価格化に
より現在この水晶腕時計が広く普及するに至つ
た。しかしながら指針表示式のアナログ水晶腕時
計においては、水晶振動子、電子回路関係の技術
革新はめざましく、これに比し電気機械変換機構
の立ち遅れが目立つてきている。即ち性能面では
特に消費電力の殆んど大部分がこの電気機械変換
機構で消費され水晶腕時計の長寿命化、もしくは
電池の小型化による時計体の小型、薄型化の大き
なネツクとなつてきている。

本発明はこれら上記諸欠点を改良するため電気
機械変換機構として二極ローター形ステツプモー
ターを採用し、このステツプモーターに適した駆
動方式を採用することにより低電力で安定作動を
可能にしたものであり、以下実施例につき図に従
つて詳説する。

第１図において１は２極に着磁された永久磁石
製のローターで、このローター１をはさんでステ
ータ２，３が対向して配置されているが、これら
のステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた継
鉄５に接続して１組のステータを構成している。
ステーター２，３はローター１が一定方向に回転
できる様にローター１の中心に対しステーター
２，３の円弧部２ａ，３ａをＸだけ偏心させ、ロ
ーター１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をス
テーター２，３の一方にずらしている。この種の
ステツプモーターは従来から実用化されており第
２図に示す様な回路で駆動されていた。１０は水
晶振動子であり、発振回路１１により駆動され、
その周波数は分周器１２により分周され、波形整
形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180
゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例は2″毎7.8secのパルスである。これを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給される。第３図はこのドライバー
部の詳細図であり、一方のインバータ１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イ
ンバータの入力端子１６，１７に交互に信号を印
加することによりコイル４に流れる電流を交互に
反転させることができ、具体的には１秒毎に交互
に反転する7.8ｍsecの電流をコイル４に流すこと
ができる。このような駆動電流により第１図のス
テツプモーターのステーター２，３にはＮ極、Ｓ
極が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸
引によりローター１を180゜ずつ回転させること
ができる。そしてこのローター１の回転は中間車
６を介して４番車７に伝達され、さらに３番車
８、２番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒
車にカレンダー機構に伝達され、時針、分針、秒
針、カレンダー等からなる指示機構を作動させ
る。

第１図のステツプモーターは原理的には以上の
説明の如く作動するし、これを電子腕時計用の変
換機構としても用いられてきた。本発明はこのス
テツプモーターを以下に説明する駆動方式により
非常な低電力化を図つたもので以下に詳述する。

ところで第３図のドライブ回路で端子中に信号
１８が印加し、矢印１９の如く電流を流したとき
MOSトランジスタ１５のチヤンネルインピーダ
ンスによつて駆動電流に基く電圧降下が生じコイ
ルの一端４ｂでこの電流に相当する信号を検出す
ることができる。その電流波形は第４図の実線で
示した波形２０の如くになる。この電流波形２０
の大きな特徴は図でも明らかなように途中で電流
値の減少する部分（へこみ）がある点で、この様
に電流変化が激しいのは駆動されたローターの回
転によつてコイルに誘起電流が流れるためで、電
流波形のへこみはこの誘起電流の最大になる部分
であり、この条件を満すのはコイル内の磁束変化
の最大のとき、即ちローターの磁極が両ステータ
ーのスキマ（δ_１、δ_２部）を通過するときであ
る。

以上はステツプモーターは無負荷状態での作動
であるが、モーターに負荷をかけると電流波形は
変化する。その状態が第４図点線で示した波形２
１であり、さらには波形２２となる。負荷に耐え
るのはこの波形２２が限界でこれ以上の負荷をか
けるとローターは停止する。電流波形からこの事
実を観察すると駆動パルス内に電流波形のへこみ
がある間はモーターは作動することでさらに換言
するとローターの磁極が両ステーター間のスキマ
に至るまで電流を流せばローターは作動するので
ある。従つて負荷時の波形２０は負荷が加つた時
の余裕をもつているが、無負荷時には大量の無駄
な電流を流していることになる。

本発明の駆動方式はこの欠点に着眼し、無負荷
時、負荷時にかかわらず、モーター駆動電流の波
形からローターの回転状態を検出して必要以上の
駆動電流を遮断する事により、負荷の大きさに応
じて駆動パルス幅を変化させ常に最低の消費電力
で駆動させる様にしたもので、その駆動回路の１
例を第５図に示し、そのタイムチヤートを第６図
に示す。尚、第５図中には示してないが、第２図
に示す水晶振動子１０、発振回路１１、分周器１
２は本発明でも同様であるので省略した。又、波
形成形回路１３も同様に用いられている。

端子２３，２４は第２図の従来の回路図の端子
１６，１７に相当し、第６図Ａ，Ｂなる信号を印
加する。即ち夫々位相は180゜異るが２秒毎に7.8
ｍsecのパルスが印加される。今端子２３がLOW
からHIGHになるとNANDゲート２５の出力は第
６図Ｄに示すHIGHからLOWに変化する。他方の
NANDゲート２６の出力はHIGHであるからコイ
ル４には端子４ａから４ｂへ電流が流れ、前述の
様にMOSトランジスタのチヤンネルインピーダ
ンスによつて第６図Ｃに示す様にコイルに流れる
電流波形が観測される。この電流波形をトランス
ミツシヨンゲートで構成したアナログスイツチに
より４ａ端子と４ｂ端子を交互に選択しコンデン
サ２９を介してCMOS増幅器３０により増幅す
る。コンデンサ２９は、４Ｃ結合コンデンサであ
つて検出すべき４ａ或は４ｂの信号レベルを
CMOSインバータ増幅器の動作レベルまでシフト
する。抵抗３７はCMOSインバータ３０を増幅器
として使用する為の帰還抵抗であり、且つ前記コ
ンデンサ２９と共に入力信号に対して２微分回路
を形成している。コンデンサ２９並びに抵抗３７
の値は従つて入力信号及び増幅器３０の特性によ
つて定められるが、本発明において例として述べ
ている回路５図及び波形４図に対しては、コンデ
ンサ２９は数百PF、抵抗３７は数十ＭΩが得ら
れた。以下増幅器３０の動作を説明する。第８図
Ｉは４ａ及び４ｂに交互に生ずる電位の変化であ
つて駆動電流波形に相当する。この信号は、トラ
ンスミツシヨンゲート２７，２８によつて選択さ
れ、コンデンサ２９の入力端子に供給される。第
８図Ｊは増幅器３０の出力であつて、待機状態に
おける出力レベルはＪに示す如く中間値にあり、
論理レベは取らない。この時増幅器３０の出力を
入力とするインバータバツフア３８の出力は第８
図Ｋに示す如く論理レベルLOWの状態にある。
コンデンサ２９を通じて、第８図Ｉに示す電流波
形信号が供給されると、コンデンサ２９と抵抗３
７によつて微分され、増幅器３０で位相が反転し
てＪの微分信号が得られる。ゲート３８は、前述
した如く待機状態でLOWである。増幅器３０の
微分出力信号が待機レベル及び待機レベル以上の
時、バツフア３８の出力はHIGHとなる。

第８図Ｋ及び第６図Ｅはバツフア３８の出力を
示す。

第８図Ｋの波形は、１回のモータ駆動に対し
て、２発のパルスが発生する事を表わしているが
最初のパルスの立下り位置は、モータ駆動電流が
減少した位置即ち、ローターの磁極がステーター
のスキマ部分を通過する位置にほぼ対応している
ことがわかる。ローターの磁極がスキマ部を通過
した後は、ローターは自身の慣性或は磁力等によ
つて一秒の歩道が達成されると見てほぼさしつか
えないから概略最初のパルスの立下り以降の電流
は無用な電流と見なせる。第８図Ｉの波形はモー
タの負荷状態に応じて変化する事は前述した通り
であるから各負荷状態に対して検出される信号波
形に対しＫの最初のパルスの立下り位置で駆動電
流を遮断してやれば負荷に応じた効率の良いモー
タ駆動が行なえる事になる。実際にはパルスの立
下り位置に対し、増幅回路の特性或は、モータの
負荷等に応じて駆動電流の遮断位置を多少遅延さ
せる事も可能である。第５図にあつては遅延回路
は省略してあるが、この種の回路は極く一般的で
あるから省く。第５図３１はフリツプフロツプで
あり、バツフア３８の出力に従つて、パルス幅を
制御した駆動信号を発生する回路である。このフ
リツプフロツプ３１の出力は第６図Ｆとなりこれ
をインバータ３３で反転した信号NANDゲート２
５を遮断し、第６図Ｇにその出力を示す様に元の
印加パルス幅（7.8ｍsec）より短いパルス駆動さ
れる。ローターに負荷がかかりローターの動きが
遅くなれば当然それに従つてパルス幅は拡大され
る。

しかし最大の駆動パルス幅は端子２３，２４に
印加されるパルス幅（この場合7.8ｍsec）であ
る。これはモーターの出力トルクはこの程度のパ
ルス幅で十分であり、これ以上のパルス幅まで許
すと逆にローターが完全に止まつたときなど電流
の増加につながり益が少ないからである。

なおCMOS増幅器３０はクロツクドゲート
CMOSインバータで構成され、図に示す様にステ
ツプモーターの駆動時のみ作動する様に構成し、
無駄な電流ををカツトしている。

即ち本実施例によれば、第５図に明記されるよ
うに、コイル４の端部４ａ，４ｂに接続されるコ
ンデンサ２９、増幅器３０、インバータ３８、フ
リツプフロツプ３１、インバータ３３がロータ負
荷検出回路を形成しており、前述した如くインバ
ータ３３から検出信号Ｆを出力する。またゲート
２６と２５はパルス幅制御回路と駆動回路を形成
している。即ち端子２３，２４の一方に入力信号
Ａ，Ｂが印加されるとゲートの一方の出力端子が
Ｌとなりコイルに駆動電流が流れ、コイルに所定
の誘起電流が発生すると検出回路の出力インバー
タ３３の出力がＬとなりゲート２５，２６を遮断
し、駆動電流を停止させる。これにより駆動電流
は常に変動し又必要量のみ供給させることにな
る。尚、パルス幅制御回路は第２図に提示する波
形成形回路１３と組合せて用いられており、端子
２３，２４に入力される信号Ａ，Ｂは波形成形回
路１３の出力１６，１７が兼用される。又、上述
した負荷検出回路中、コンデンサにより誘起電流
成分を微分した出力を増幅する増幅器３０はクロ
ツクドゲートタイプのCMOSインバータを用いて
おり、そのクロツクとしてオアゲート４５を介し
て入力信号Ａ，Ｂが用いられている。これにより
増幅器３０は誘起電流成分の検出期間のみ作動す
るので、余分な消費電力を消費しないメリツトを
有する。

ところで第７図は本駆動回路で駆動したときの
電流波形を示したもので、波形３４は無負荷時の
電流波形３５，３６は負荷時の電流波形で、波形
３６で示した以上の負荷をかけるとモーターは作
動しなくなる。これを第４図と比較したときモー
ターの出力トルクには変化はないが、低電流変化
がはかられているのは明らかであろう。

尚コンデンサ２９は数十PFから数千PFの容量
を必要とするため、ICに構成することがむずか
しく、従来の実装方法は第９図に示す如く回路基
板に半田付けされていた。しかしこの方法では実
装面積が広く、又半田付個所がふえる等の欠点が
あつた。本発明においては実装方法に改良を加え
これらの欠点を克服している。すなわち第１０図
に示す如く、ICパーケージ内にチツプ型のコン
デンサ２９を内蔵し、ICチツプのボンデイング
と同時に配線を行なう。

上述の如く、本発明はステツプモーターに無駄
な電流を遮断することにより低電力化をはかると
ともに、駆動用MOSトランジスタの内部ドロツ
プを利用してモーターに流れる電流を検出するた
め電流検出用素子（たとえば抵抗）を必要とする
ことなく、また抵抗を挿入したときの損失もない
し、さらに制御回路内の増幅器もCMOSで構成す
るとともに必要なときのみ増幅器が作動するよう
に制御回路部での合理化、低電力化をはかつたも
のである。

以上本発明の実施例につき詳述したが、本駆動
回路は駆動パルスが遮断された後、コイルの両端
は電気的には短絡された状態になる。コイルの両
端を短絡すると、その後のローターの動きに応じ
た誘起電流をコイル内で吸収するため、ローター
にブレーキが動き、ローターの作動後のふらつき
を防止し、作動の安定化がはかれる。しかし駆動
パルス遮断直後から短絡せず、遮断後数ｍsec後
に短絡すれば上記効果が発揮されるとともに、無
駄なブレーキをかけず逆に出力アツプをはかるこ
とができる。この様な回路に変更することは素子
が多少増加するが第５図の回路を若干変更するこ
とにより簡単に実現できる。

本発明の構成によれば、コイルに発生する誘起
電流を負荷として検出し、パルス信号のパルス幅
を変化させる負荷検出回路を有し、その負荷検出
回路はコイル端部に接続されるとともに、誘起電
流成分を増幅するための増幅器が誘起電流検出期
間のみ作動し、ひきつづいて非作動状態となる期
間を有するよう制御するもので、次の効果を有す
る。

(a) コイルに発生する誘起電流はパルス信号が印
加されたときだけでなく、衝撃等によりロータ
が急激な振動を発生したときにも生じる。

本発明は負荷検出回路を構成する増幅器が誘
起電流の検出期間のみ作動状態となるものなの
で、かかる外部衝撃等によつて無駄な消費電流
を防止できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すステツプモータ
ー、輪列を示す図である。第２図は従来の電子腕
時計の電子回路ブロツク図である。第３図は第２
図のドライバーの詳細図である。第４図はその電
流波形図、第５図は本発明の一実施例を示す駆動
回路、第６図はそのタイムチヤート、第７図はそ
の電流波形図である。第８図は第６図の回路波形
図である。第９図は従来の方法によるコンデンサ
の実装方法を示す略図である。第１０図は本発明
によるコンデンサの実装方法を示す略図である。 １……ローター、２，３……ステータ、４……
コイル、１０……水晶振動子、２５，２６……
NANDゲート、３０……増幅器、３４，３５，３
６……電流波形、３９……回路基板、４０……
Ｉ、Ｃパーケージ、４１……半田、４２……リー
ド、４３……Ｉ、Ｃチツプ、４４……ボンデイン
グワイヤー。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振器、前記発振器の出力を分周する分周
   器、前記分周器の出力により作動する駆動回路、
   コイル、ステータ、永久磁石ロータとからなり前
   記駆動回路により駆動されるステツプモータを備
   えた電子時計において、前記コイル端部に接続さ
   れ前記ロータの駆動により前記コイルに発生する
   誘起電流からロータ負荷を検出する負荷検出回
   路、前記分周器と前記駆動回路の間に接続される
   とともに前記負荷検出回路の出力により重負荷時
   にパルス幅の大きな駆動パルスを形成するパルス
   幅制御回路を有し、前記負荷検出回路は前記コイ
   ル端部から入力される電流を増幅するとともに前
   記駆動パルスに同期したパルス信号により制御さ
   れ負荷検出後は非作動状態となる増幅器を備えた
   ことを特徴とする電子腕時計。