JPS6115588A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS6115588A JPS6115588A JP59131944A JP13194484A JPS6115588A JP S6115588 A JPS6115588 A JP S6115588A JP 59131944 A JP59131944 A JP 59131944A JP 13194484 A JP13194484 A JP 13194484A JP S6115588 A JPS6115588 A JP S6115588A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/15—Power factor correction [PFC] circuit generating the DC link voltage for motor driving inverter
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、インバータ装置などの可変周波数可変電圧電
源装置を用いた誘導電動機の制御装置に係り、特に電圧
形可変周波数可変電圧電源装置により誘導電動機を効率
的に制御することができるようにした制御装置に関する
。
源装置を用いた誘導電動機の制御装置に係り、特に電圧
形可変周波数可変電圧電源装置により誘導電動機を効率
的に制御することができるようにした制御装置に関する
。
誘導電動機（以下、ＩＭという）の回転速度とトルクを
効率的に制御するためには、供給電圧と周波数を所定値
に制御してやるのが最良の方法であり、そのため、近年
、インバータ装置など可変周波数可変電圧電源装置を用
いたＩＭの制御装置が広く用いられるようになってきた
。
効率的に制御するためには、供給電圧と周波数を所定値
に制御してやるのが最良の方法であり、そのため、近年
、インバータ装置など可変周波数可変電圧電源装置を用
いたＩＭの制御装置が広く用いられるようになってきた
。
しかしながら、このような制御装置として従来から使用
されているＶ／Ｆ制御方式のインバータ装置では、特に
低回転速度領域で必要なトルクを確保するため、低周波
数佃域でＶ／Ｆ値を高く設定しなければならず、このた
め第２図に示すよう、に、すべりＳがゼロに近くなるに
つれて大幅な過励磁制御となって効率的な制御ができな
いという欠点があった。なお、との嬉２図において、Ｖ
はＩＭの端子電圧、ＴはＩＭのトルク、１１はＩＭの一
次電流、■２はＩＭの二次電流成分、ＩｏはＩＭの励磁
電流成分である。
されているＶ／Ｆ制御方式のインバータ装置では、特に
低回転速度領域で必要なトルクを確保するため、低周波
数佃域でＶ／Ｆ値を高く設定しなければならず、このた
め第２図に示すよう、に、すべりＳがゼロに近くなるに
つれて大幅な過励磁制御となって効率的な制御ができな
いという欠点があった。なお、との嬉２図において、Ｖ
はＩＭの端子電圧、ＴはＩＭのトルク、１１はＩＭの一
次電流、■２はＩＭの二次電流成分、ＩｏはＩＭの励磁
電流成分である。
一方、ＩＭのトルク電流成分と励磁電流成分を瞬時演算
して制御するベクトル制御方式によれば、低回転速度領
域も含め全ての運転領域にわたって常にトルク−電流比
の優れた制御特性が得られるが、反面、制御が複雑で回
転速度検出手段などが必要なため大きなコストアップを
伴なってしまうという欠点がある。
して制御するベクトル制御方式によれば、低回転速度領
域も含め全ての運転領域にわたって常にトルク−電流比
の優れた制御特性が得られるが、反面、制御が複雑で回
転速度検出手段などが必要なため大きなコストアップを
伴なってしまうという欠点がある。
〔発明の目的〕
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、電圧
形可変周波数可変電圧電源装置による１Ｍの励磁電流成
分とトルク電流成分とを簡単な方法で検出し、ローコス
トでＩＭの効率的な制御を行なうことができる制御装備
を提供するにある。
形可変周波数可変電圧電源装置による１Ｍの励磁電流成
分とトルク電流成分とを簡単な方法で検出し、ローコス
トでＩＭの効率的な制御を行なうことができる制御装備
を提供するにある。
この目的を達成するため、本発明は、電圧形可変周波数
可変電圧電源装置の順変換部と平滑コンデンサの間の電
流と、平滑コンデンサと逆変換部との間の電流とを検出
し、これらの演算により１Ｍの励磁電流成分とトルク電
流成分とを求めるようにした点を特夕とする。
可変電圧電源装置の順変換部と平滑コンデンサの間の電
流と、平滑コンデンサと逆変換部との間の電流とを検出
し、これらの演算により１Ｍの励磁電流成分とトルク電
流成分とを求めるようにした点を特夕とする。
以下、本発明によるＩＭの制御製箔について、図示の実
施例を参照して詳細に説明する。
施例を参照して詳細に説明する。
まず、本発明にお、ける励磁電流成分とトルク電流成分
検出の原理について説明する。
検出の原理について説明する。
第２図に示したＩＭの電圧と電流は概略第３図に示すよ
うになり、−次電流Ｉ、は励磁電ｆｆ、Ｉ、と二次電流
Ｉ２のベクトル和で表わされる。
うになり、−次電流Ｉ、は励磁電ｆｆ、Ｉ、と二次電流
Ｉ２のベクトル和で表わされる。
一方、第４図に示すような電圧形可変周波数可変電圧電
源装置においては、その平滑コンデンサ３と順変換器２
との間の電流Ｉ。と、逆変換器４との間の電流■□とは
、それぞれ次のような性質のものどなっている。
源装置においては、その平滑コンデンサ３と順変換器２
との間の電流Ｉ。と、逆変換器４との間の電流■□とは
、それぞれ次のような性質のものどなっている。
（＋） 入力側の直流電流■。は第３図に示す電流Ｉ
。
。
となる。なお、Ｉ！＝ Ｉ’、＋ Ｉ： である。
（リ 出力Ｉ１１の直流電流■４は第３図に示す電流■
１となる。なお、’１＝１である。
１となる。なお、’１＝１である。
（リ １Ｍ５が無負荷運転（から回し状態）のときには
、ＩＤ＝ Ｉ、、 ＩＡ−１’、 ＝ 、／’豆「ヱ
１となる。
、ＩＤ＝ Ｉ、、 ＩＡ−１’、 ＝ 、／’豆「ヱ
１となる。
これは、無効電流である励磁電流１．はコンデンサ３と
１Ｍ５の間で循環されるだけで、順変換器２から供給さ
れる電流ＩＯとは無関係に流れるからである。なお、こ
の第４図で１は交流電源を表わす。
１Ｍ５の間で循環されるだけで、順変換器２から供給さ
れる電流ＩＯとは無関係に流れるからである。なお、こ
の第４図で１は交流電源を表わす。
以上を前提として、次に本発明の一実施例を第１図によ
って説明する。
って説明する。
この第１図において、６は制御回路、７，８は第１と第
２の電流検出器、９は減算器、１０は演算回路、１１は
電圧制御回路であり、交流電源１゜順変換器２．平滑コ
ンデンサ３．逆変換器４．それに１Ｍ５は第４図と同じ
である。
２の電流検出器、９は減算器、１０は演算回路、１１は
電圧制御回路であり、交流電源１゜順変換器２．平滑コ
ンデンサ３．逆変換器４．それに１Ｍ５は第４図と同じ
である。
制御回路６は図示してない回転速度設定器から入力され
る速度指令Ｎ＊に応じて所定のＶ／Ｆが保たれるように
しながら電圧指令Ｖと周波数指令ｆを出力する働きをす
る。なお、このような制御回路は、インバータ装置に普
通に使用されているものであり、周知のものである。
る速度指令Ｎ＊に応じて所定のＶ／Ｆが保たれるように
しながら電圧指令Ｖと周波数指令ｆを出力する働きをす
る。なお、このような制御回路は、インバータ装置に普
通に使用されているものであり、周知のものである。
電流検出器７と８はそれぞれ電流■。とＩＡを検出する
働きをする。
働きをする。
減算器９は電流■。から電流Ｉ：を減算し、これＫより
第３図の電流■、＃に相当する電流■Ｌを取出す働きな
する。なお、この減算器９に入力されている電流■８は
、予じめ１Ｍ５を無負荷運転させてそのときの電流ＩＤ
を求め１、この電流ＩＤを電流Ｉ′として人力しておけ
ばよい。
第３図の電流■、＃に相当する電流■Ｌを取出す働きな
する。なお、この減算器９に入力されている電流■８は
、予じめ１Ｍ５を無負荷運転させてそのときの電流ＩＤ
を求め１、この電流ＩＤを電流Ｉ′として人力しておけ
ばよい。
演算回路１０は電流■ト雀りＩ２″と電流ＩＡつまり■
１との比ＩＭ１１を計算し、それが予じめ入力されてい
る力率設定値１１”（ｌＪ’９）＊を下回ったときだけ
制御信号Ｃを発生する働きをする。なお、このときの電
流比１ン１１は第３図から明らかなように、１Ｍ５の電
圧Ｖと電流■１の位相角ψの余弦、すなわちｃａｊψ（
＝力率）を表わしている。
１との比ＩＭ１１を計算し、それが予じめ入力されてい
る力率設定値１１”（ｌＪ’９）＊を下回ったときだけ
制御信号Ｃを発生する働きをする。なお、このときの電
流比１ン１１は第３図から明らかなように、１Ｍ５の電
圧Ｖと電流■１の位相角ψの余弦、すなわちｃａｊψ（
＝力率）を表わしている。
電圧制御回路１１は制御信号Ｃが入力されていない間は
制御回路６から出力されている電圧指令ＶをそのままＶ
として逆変換器４に出力し、制御信号Ｃが入力されたと
きには予じめ定められている所定値υ。を電圧指令Ｖの
代りにＶとして出力する働きをする。
制御回路６から出力されている電圧指令ＶをそのままＶ
として逆変換器４に出力し、制御信号Ｃが入力されたと
きには予じめ定められている所定値υ。を電圧指令Ｖの
代りにＶとして出力する働きをする。
次に、この実施例の動作について説明する。
ＩＭｓに供給されている電圧■と電流Ｉ、の位相角ψが
所定値以下で力率が設定値ｃｏｚｑ”を超えている間は
、演算回路１０かも制御信号Ｃが出力されないから、制
御回路６から速度指令Ｎ＊に対応して出力される電圧指
令Ｖがそのまま逆変換器４に入力されている。そこで、
この状態では、一般的なＶ／Ｆ制御方式のインバータ装
置として動作し、ＩＭｓには速度指令Ｎ売定まる所定の
周波数Ｆと、この周波数Ｆに対応した電圧Ｖの３相交流
が供給されるよりに逆変換器４がスイッチング動作して
いる。
所定値以下で力率が設定値ｃｏｚｑ”を超えている間は
、演算回路１０かも制御信号Ｃが出力されないから、制
御回路６から速度指令Ｎ＊に対応して出力される電圧指
令Ｖがそのまま逆変換器４に入力されている。そこで、
この状態では、一般的なＶ／Ｆ制御方式のインバータ装
置として動作し、ＩＭｓには速度指令Ｎ売定まる所定の
周波数Ｆと、この周波数Ｆに対応した電圧Ｖの３相交流
が供給されるよりに逆変換器４がスイッチング動作して
いる。
次に、伺らかの理由、例えば、速度指令Ｎ＊が低速度の
ものになり、この結果Ｖ／Ｆ値が太きくされるなどのこ
とによりＩＭｓが過励磁状態になったとする。
ものになり、この結果Ｖ／Ｆ値が太きくされるなどのこ
とによりＩＭｓが過励磁状態になったとする。
そうすると、第３図から明らかなように、ＩＭｓの二次
電流■２に対して励磁電流１．が増加したことにより電
流１１とＩ２との位相角ψが増加し、力率ｃｏｓψが低
下して設定値Ｃ０Ｑ）＊を割るようになり、演算回路１
０がら制御信号Ｃが出力されるようになる。そこで、こ
の状態になると、逆変換器４に対する電圧指令Ｖ′は、
それまでの速度指令Ｎ＊に対応して所定のＶ／Ｆを与え
るための電圧指令Ｖに代えて所定値υ。が入力されるよ
うになり、これにより逆変換器４はＩＭｓの電圧■を周
波数Ｆに対して低下させ、励磁を流成分ＩＩｌを減少さ
せるように動作する。
電流■２に対して励磁電流１．が増加したことにより電
流１１とＩ２との位相角ψが増加し、力率ｃｏｓψが低
下して設定値Ｃ０Ｑ）＊を割るようになり、演算回路１
０がら制御信号Ｃが出力されるようになる。そこで、こ
の状態になると、逆変換器４に対する電圧指令Ｖ′は、
それまでの速度指令Ｎ＊に対応して所定のＶ／Ｆを与え
るための電圧指令Ｖに代えて所定値υ。が入力されるよ
うになり、これにより逆変換器４はＩＭｓの電圧■を周
波数Ｆに対して低下させ、励磁を流成分ＩＩｌを減少さ
せるように動作する。
従って、この実施例によれば、ＩＭｓは常に設定値ｃｏ
ｓｔｐ＊以上の力率を保った運転が自動的に得られるこ
とＫなり、ＩＭｓに過励磁が発生するのを防止すること
ができる。
ｓｔｐ＊以上の力率を保った運転が自動的に得られるこ
とＫなり、ＩＭｓに過励磁が発生するのを防止すること
ができる。
次に、第５図は本発明の他の一実施例で、１２は演算回
路であり、検出電流ＩＤと■えから励磁電流検出値Ｉ；
を演算する働きをするもの、１３は比較器で、検出値Ｉ
／を設定値Ｉｒと比較し、これらの差を表わす制御信号
ｃｏ を発生する働きをするもので力）す、その他は
第１図の実施例と同じである。
路であり、検出電流ＩＤと■えから励磁電流検出値Ｉ；
を演算する働きをするもの、１３は比較器で、検出値Ｉ
／を設定値Ｉｒと比較し、これらの差を表わす制御信号
ｃｏ を発生する働きをするもので力）す、その他は
第１図の実施例と同じである。
演算回路１２による検出値■ｚの演算内容は次式のよう
に電流値■。とＩ４の自乗の利の平方根を求める計ηと
なっている。
に電流値■。とＩ４の自乗の利の平方根を求める計ηと
なっている。
Ｉ；−ハＦ冒Ｔ ・・・・・・・・・（・）なお、との
実施例では、電圧制御回路１１の動作が第１図の実施例
の場合と異なり、制御信号ＣＯに応じて電圧指令Ｖを修
正制御し、この修正された指令Ｖを出力するようになっ
ている。そして、このときの修正制御の内容は、制御信
号ｃｏ の極性によって変り、制御信号ＣＯが十のと
きには、その大きさに応じて電圧指令υを減少させるよ
うに働き、制御信号Ｃｏ が−ＩＣなったときには、そ
の大ぎさに応じて電圧指令Ｖを増加させるように働くよ
うになっている。
実施例では、電圧制御回路１１の動作が第１図の実施例
の場合と異なり、制御信号ＣＯに応じて電圧指令Ｖを修
正制御し、この修正された指令Ｖを出力するようになっ
ている。そして、このときの修正制御の内容は、制御信
号ｃｏ の極性によって変り、制御信号ＣＯが十のと
きには、その大きさに応じて電圧指令υを減少させるよ
うに働き、制御信号Ｃｏ が−ＩＣなったときには、そ
の大ぎさに応じて電圧指令Ｖを増加させるように働くよ
うになっている。
従っｉ−１？−の実施例；丁よれ目−１Ｉ Ｍ ５の励
磁電流ｒ、が設定値Ｉｉ に収斂するフィードバック
制御が得られ、励磁電流が一定値に保たれた運転が自動
的に得られるととになる。
磁電流ｒ、が設定値Ｉｉ に収斂するフィードバック
制御が得られ、励磁電流が一定値に保たれた運転が自動
的に得られるととになる。
ところで、第２図および第３図から明らかなように、電
流値Ｉ、の大きさはＩＭｓの発生しているトルクにほぼ
比例したものとなっている。
流値Ｉ、の大きさはＩＭｓの発生しているトルクにほぼ
比例したものとなっている。
一方、詑１図の実施例で示すようにして電流値■コを求
めれると、これが電流値Ｉ２１１を表わしている。
めれると、これが電流値Ｉ２１１を表わしている。
そこで、例えば第５図の実施例においても、第１図の実
施例のようにして電流値■≦を算出し、これが所定値と
なるように周波数指令ｆを制御してやれば、ＩＭｓのト
ルク制御を行なうことができる。
施例のようにして電流値■≦を算出し、これが所定値と
なるように周波数指令ｆを制御してやれば、ＩＭｓのト
ルク制御を行なうことができる。
なお、第１図の実施例では、電圧指令Ｖを制御して力率
が所定値ν下に低下しないようにしているカへ周波数指
令ｆを制御するようにしてもよい。
が所定値ν下に低下しないようにしているカへ周波数指
令ｆを制御するようにしてもよい。
また、第１図の実施例では減算器９を用い、電流値■。
からＩ；を減算し、（■ニーＩ、’＝ ｉＤ−Ｉ； ）
により電流値Ｉ、＃に正確に対応した電流値にを演算回
路１０に入力するようにしているが、５あまり正確な制
御を必要としない場合には、減算器９を省いて電流値Ｉ
Ｄをそのまま演算回路１０に入力するようｋしてもよい
。
により電流値Ｉ、＃に正確に対応した電流値にを演算回
路１０に入力するようにしているが、５あまり正確な制
御を必要としない場合には、減算器９を省いて電流値Ｉ
Ｄをそのまま演算回路１０に入力するようｋしてもよい
。
以上説明したように、本発明によれば、電圧形可変周波
数可変電圧電源装置の平滑コンデンサに対する入力側と
出力側の電流を検出し、これらを演算するという簡単な
構成で誘導電動機の励磁電流成分やトルク電流成分など
を算出することができるから、従来技術の欠点を除き、
大きな始動トルクが要求される場合でも誘導電動機を過
励磁にすることなく低速時で所望のトルクを得ることが
できる。
数可変電圧電源装置の平滑コンデンサに対する入力側と
出力側の電流を検出し、これらを演算するという簡単な
構成で誘導電動機の励磁電流成分やトルク電流成分など
を算出することができるから、従来技術の欠点を除き、
大きな始動トルクが要求される場合でも誘導電動機を過
励磁にすることなく低速時で所望のトルクを得ることが
できる。
また、制御方式を選ぶことにより最適力率制御やトルク
制御など任意の制御を行なうことができ、ベクトル制御
方式に匹敵する高性能の制御特性を極めてローコストで
得ることができる。。
制御など任意の制御を行なうことができ、ベクトル制御
方式に匹敵する高性能の制御特性を極めてローコストで
得ることができる。。
第１図は本発明による制御装菅の一実施例を示すブロッ
ク図、第２図及び第３図は誘導電動機の性質を説明する
ための特性図、第４図は電圧形可変周波数可変電圧電源
装置の説明図、第５図は本発明の他の一実施例を示すブ
ロック図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・順変換器、３
・・・・・・平滑コンデンサ、４・・・・・・逆変換器
、５・・・・・・誘導電動機（ＩＭ）、６・・・・・・
制御回路、７，８・・・・・・電流検出器、９・・・・
・・減算器、１０・・・・・・演算回路、１１・・・・
・・電圧制御回路、１２・・・・・・演算回路１．１３
・・・・・・比較器。 第１１！ｌ 第２図 第３ｒｌ！Ｊ ＡＱ−ニ 璽４図 第５図
ク図、第２図及び第３図は誘導電動機の性質を説明する
ための特性図、第４図は電圧形可変周波数可変電圧電源
装置の説明図、第５図は本発明の他の一実施例を示すブ
ロック図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・順変換器、３
・・・・・・平滑コンデンサ、４・・・・・・逆変換器
、５・・・・・・誘導電動機（ＩＭ）、６・・・・・・
制御回路、７，８・・・・・・電流検出器、９・・・・
・・減算器、１０・・・・・・演算回路、１１・・・・
・・電圧制御回路、１２・・・・・・演算回路１．１３
・・・・・・比較器。 第１１！ｌ 第２図 第３ｒｌ！Ｊ ＡＱ−ニ 璽４図 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、順変換器と逆変換器の間に平滑コンデンサを有する
電圧形可変周波数可変電圧電源装置により誘導電動機の
制御を行なうようにした制御装置において、上記順変換
器と平滑コンデンサの間に接続した第１の電流検出手段
と、上記平滑コンデンサと逆変換器の間に接続した第２
の電流検出手段と、これら第１と第２の電流検出手段に
よる第１と第２の電流検出値を入力とする演算手段とを
設け、この演算手段の出力に応じて上記逆変換器の出力
電圧及び出力周波数の少くとも一方を制御するように構
成したことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記演算手段が、
上記第１と第２の電流検出値の比を計算する演算回路で
構成されていることを特徴とする誘導電動機の制御装置
。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記演算手段が、
上記第１と第２の電流検出値の自乗の和の平方根を計算
する演算回路で構成されていることを特徴とする誘導電
動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59131944A JPS6115588A (ja) | 1984-06-28 | 1984-06-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59131944A JPS6115588A (ja) | 1984-06-28 | 1984-06-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6115588A true JPS6115588A (ja) | 1986-01-23 |
Family
ID=15069858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59131944A Pending JPS6115588A (ja) | 1984-06-28 | 1984-06-28 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6115588A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6348399U (ja) * | 1986-09-17 | 1988-04-01 |
-
1984
- 1984-06-28 JP JP59131944A patent/JPS6115588A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6348399U (ja) * | 1986-09-17 | 1988-04-01 |
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