JPS61172417A

JPS61172417A - バツフアアンプ

Info

Publication number: JPS61172417A
Application number: JP1299985A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Iwakura; 岩倉　光夫
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 1985-01-26
Filing date: 1985-01-26
Publication date: 1986-08-04

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はアナログ信号用のバッファアンプに関する。と
くに高入力インピーダンスで低出力インピーダンスを有
し、ざらに、入出力端子間のオフセット電圧が零である
バッファアンプに関するものである。

［従来の技術］従来のゼロオフセットのバッファアンプについて第３図
を用いて説明する。

１および２は電界効果トランジスタ、２１および２２は
それぞれ抵抗値がＲ１およびＲ２の抵抗、３１はアナロ
グ信号が印加される入力端子、３２は出力端子、十Ｅお
よび−Ｅは電源である。

電界効果トランジスタ１および２は温度特性などの各種
特性がよく揃ったものであり、抵抗値Ｒ１とＲ２は等し
くなっている。電界効果トランジスタ１はソースホロワ
を形成しており、入力端子３１に印加された入力信号は
抵抗２１を介して出力端子３２に出力される。電界効果
トランジスタ２はそのソースに抵抗２２を有し、定電流
源を形成している。

ここで電界効果トランジスタ１および２のゲート・ソー
ス間の電圧（負の値）Ｓ：それぞれＶ　ＧＳＩおよびＶ
　ＧＳ２とし、抵抗２１および２２に流れる電流は実質
的に等しく、これをＩ。とじ、入力端子３１と出力端子
３２との間の電位差（オフセット電圧）をΔＶとするな
らば、 ΔＶ＝　Ｉ□　Ｒ１＋ＶＧＳ１　　　　（１）■。Ｒ２
＋■Ｇ５２−Ｏ（２）なる関係が成り立つ。ここで電界効果トランジスタ１お
よび２の各種特性はよく揃ったものであり、Ｒ１−Ｒ２
であるから、前記（１）および（２）式から、入力端子
３１と出力端子３２との間の電位差であるΔ■は零とな
り、ゼロオフセットが実現されている。

［発明が解決しようとする問題点］従来の技術を示す第３図において、入力信号は入力端子
３１に印加され、ソースホロワである電界効果トランジ
スタ１のソースから抵抗２１を介して出力端子３２に出
力される。ここで抵抗２１の抵抗１ｉＩＲ１は、たとえ
ば、数１０Ω程度であり、電界効果トランジスタ１のソ
ース出力インピーダンスに較べても決して低い値ではな
く、このＲ１と電界効果トランジスタ１のソース出力イ
ンピーダンスとの和が出力端子３°２における出力イン
ピーダンスになるため、この出力インピーダンスを十分
に低い値にすることができないという大きな問題点があ
った。

このような問題点を有するところから、十分に低い出力
インピーダンスを必要とする、たとえば、オシロスコー
プの掃引信号発生回路に必要なバッファアンプでは、高
入力インピーダンスの電界効果トランジスタを用いたソ
ースホロワにざらにエミッタホロワを付加して低い出力
インピーダンスを得ていた。このように出力インピーダ
ンスを下げようとしてエミッタホロワを用いると、エミ
ッタホロワに使用するトランジスタのベース・エミッタ
間電圧がオフセット電圧として加わるという問題があっ
た。

掃引信号発生回路の一例を第４図に示し、このような問
題点についてざらに詳細に説明する。

ここで、６および７はそれぞれトランジスタ、１１は定
電流源、１２はコンデンサ、１３はトランジスタや電界
効果トランジスタなどからなる電子スイッチ、２３〜２
５は抵抗、２９は可変抵抗である。

いま、図示されてはいない制御回路からの制御信号によ
って、それまでオフの状態にあったスイッチ１３がオン
になると、トランジスタ７はオフになり、定電流源１１
からコンデンサ１２に一定の電流が充電され、コンデン
サ１２の端子電圧は一定の傾斜で直線状に上昇し、ソー
スホロワである電界効果トランジスタ１とエミッタホロ
ワであるトランジスタ６を介して出力端子３２には、の
こぎり波３５が得られ、この、のこぎり波３５の電圧が
所定の値に達すると、図示されてはいない制御回路の動
作によってスイッチ１３は再びオフとなる。スイッチ１
３がオフになると、トランジスタ７、電界効果トランジ
スタ１．トランジスタ６、オペレーショナルアンプ１５
からトランジス′　タフにもどる負帰還ループが動作し
、オペレーショナルアンプ１５はコンパレータとして動
作し、可変抵抗２９で設定された電圧に、のこぎり波３
５の裾の部分の電圧をクランプする。もしも、この負帰
還ループがないならば、電界効果トランジスタ１のゲー
トと出力端子３２との間には電界効果トランジスタ１の
ゲート・ソース間電圧とトランジスタ６のベース・エミ
ッタ間電圧の和が現われ、出力端子３２におけるのこぎ
り波３５の裾の部分の電圧（掃引スタート電圧）を、一
定の電圧に設定することができず、温度変化等によって
変動することとなる。

トランジスタ６のエミッタホロワにより出力インピーダ
ンスを低くすることはできるが、オペレーショナルアン
プ１５を追加して負帰還ループを形成し、これによって
掃引スタート電圧を一定にしなければならなかった。

このような負帰還ループを用いると、このループ中にお
ける高周波成分の位相回転のために発振を生じ易く、こ
の発振防止のための回路をさらに付加する必要が生じ一
層複雑な回路となってしまい、回路動作の安定性に欠け
、コストの上昇を招来するという大きな問題点を有して
いた。

［問題点を解決するための手段］このような問題点を解決するために、本発明では、特性
の揃った１組の電界効果トランジスタと１組のトランジ
スタとを用い、ソースホロワの出力をエミッタホロワを
介して出力し、このソースホロワのソースと電源との間
に電界効果トランジスタとトランジスタとの組合せによ
り形成した回路を設けた。

［作用］これによって、ソースホロワである電界効果トランジス
タのゲート・ソース間電圧とエミッタホロワであるトラ
ンジスタのベース・エミッタ間電圧とをその絶対値が等
しくなるようにして、入力端子と出力端子との間の電位
差を零とする低出力インピーダンスのゼロオフセット電
圧のバッファアンプを実現した。

［実施例］本発明の一実施例を第１図に、その棒引信号発生回路へ
の応用例を第２図に示す。第３図および第４図の各要素
に対応する素子には同じ番号を付した。

第１図において、電界効果トランジスタ１および２は特
性が揃っており、トランジスタ５はエミッタホロワをな
すトランジスタ６と特性が揃っている。

電界効果トランジスタ１および２のゲート・ソース間電
圧をそれぞれＶ　ＧＳＩおよび■。、２とし、トランジ
スタ５および６のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶ
　ＢＦ２およびＶＢＥ６とすると、入力端子３１と出力
端子３２との間のオフセット電圧Δ■は、 ΔＶ＝ＶＧ３１　＋Ｖ［ＳＦ３　　　　（３）で表わさ
れ、さらに電界効果トランジスタ２とトランジスタ５の
接続関係から、ＶＧＳ２　＋ＶＢＥ５　＝Ｏ（４）なる関係が得られる。

ここで、電界効果トランジスタ１と２およびトランジス
タ５と６は、それぞれ特性が揃っているものであるから
、ｖＧＳｌ　＝　ＶＧＳ２　　　　　　　（５）ＶＢＥ５
　＝ＶＢＥ６　　　　　　　（６）なる関係にあり、（
°３）〜（６）式からΔＶ＝Ｏ（７）を得る。すなわち、入力端子３１と出力端子３２との間
のオフセット電圧ΔＶは零となる。

第１図において、トランジスタ５はそのベースとエミッ
タが接続されているため、ダイオードと等価である。し
たがって、トランジスタ６のベース・エミッタ特性に等
価なものであればトランジスタのほか、ダイオードなど
の半導体手段をトランジスタ５の部分に使用することが
できることは、以上の説明から明らかであろう。また、
抵抗２３を定電流回路に置換することも可能である。

以上の説明においては、電界効果トランジスタ１および
２はｎチャネル型、トランジスタ５および６にはＮＰＮ
型を用いたが、それぞれｎチャネル型とＰＮＰ型を用い
てもよい。

つぎに、本発明を第４図に示すごとき掃引信号発生回路
に応用した一実施例を第２図に示し、説明する。

第２図においては、定常状態において、スイッチ１４は
、オンになっており、図示されてはいない制御回路から
の制御信号によってオフになると、定電流源１１からの
定電流によってコンデンサ１２は充電され、コンデンサ
１２の端子間電圧は一定の傾斜で直線状に上昇し、ソー
スホロワである電界効果トランジスタ１とエミッタホロ
ワであるトランジスタ６を介して出力端子３２にはのこ
ぎり波３５が得られ、のこぎり波３５の電圧が所定の値
に達すると、図示されてはいない制御回路の動作によっ
てスイッチ１４は再びオンとなり、のこぎり波３５は定
常状態にもどる。ここで第４図との相違は、オペレーシ
ョナルアンプ１５を含む負帰還ループを必要とせず、出
力端子３２にゼロオフセット電圧ののこぎり波３５を得
ることができることであり、そのために、低出力インピ
ーダンスで、発振等することなく安定な動作をし、回路
構成も簡単である。

本発明を表す第１図に示す回路の変形例を第５図〜第７
図に示す。

第５図においては抵抗値が等しい値のＲ１およびＲ２で
ある抵抗２１および２２がソースホロワをなす電界効果
トランジスタ１の出力側（ソースホロワの出力回路）お
よび、電界効果トランジスタ２のソース（ソース回路）
に使用されたものであり、抵抗２１および２２に流れる
電流をＩｏとすると、前記（３）式に対応する式は、Δ
Ｖ＝ＶＧ３１　＋Ｉ□　Ｒ１＋ＶＢＥ６　　　（８）と
なり、（４）式に対応する式は、ＶＧＳ２＋ｌ０Ｒ２＋ＶＢＥ５＝Ｏ（９）が得られ、（
５）式および（６）式に対応する式は、ｖＧＳ１″″ｖＧＳ２　　　　　　　　（１０）ＶＢＥ
５　＝ＶＢＥ６　　　　　　　　　（１１）となるから
、Ｒ１−Ｒ２を考慮すると、（８）式％式％（１２）（９）式を変形すると、一■、５２＝Ｔ、ｏＲ２＋■、Ｅ５　　　　（１３）と
なり、ゲート・ソース間電圧であるバイアス電圧をその
絶対値においてベース・エミッタ間電圧より大きくとり
たい場合に有効である。

第６図に示す回路は、第１図に示す回路の第２の電界効
果トランジスタのドレイン回路に抵抗１９を使用した点
で相違する。この抵抗１９は、ソースホロワをなす電界
効果トランジスタ１のソース（出力回路）に電界効果ト
ランジスタ２のドレインが直接接続されることによって
、その静電容口が負荷され、バッファアンプの高周波特
性を悪くすることを防ぐため、ドレイン回路にバッファ
用の抵抗を用いたものであ゛る。

第７図に示す回路は第５図および第６図に示す回路を組
合せたもので双方の特徴を有するものである。

［発明の効果］以上の説明から明らかなように、本発明によれば、簡単
な回路で高入力インピーダンス、低出力インピーダンス
で、かつ、入出力端子間のオフセット電圧のないバッフ
ァアンプを得ることができ、さらに、簡単な回路構成で
安定な動作をするものが得られるので各種の回路に広く
使用することができ、その効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例、第２図は本発明の掃引信号
発生回路への応用例、第３図は従来の回路例、第４図は
従来回路の掃引信号発生回路への応用例、第５図〜第７
図は本発明の変形例を示す図である。１．２・・・電界効果トランジスタ、５．６．７・・・
トランジスタ、１１・・・定電流源、１２・・・コンデ
ンサ、１３．１４・・・スイッチ、１５・・・オペレー
ショナルアンプ、１９．２１〜２５・・・抵抗、２９・
・・可変抵抗、３１・・・入力端子、３２・・・出力端
子、３５・・・のこぎり波。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）特性の揃つたソースホロワをなす第１の電界効果
トランジスタと、第２の電界効果トランジスタと、エミ
ッタホロワと、前記エミッタホロワを構成するトランジ
スタのベース・エミッタ特性に等価な半導体手段とを含
み、前記ソースホロワの出力回路に前記エミッタホロワ
の入力を接続し、前記ソースホロワの出力回路に前記第
２の電界効果トランジスタのドレイン回路を接続し、前
記第２の電界効果トランジスタのソース回路とゲートと
の間に前記半導体手段を接続し、前記ソースホロワの電
流を前記第２の電界効果トランジスタと前記半導体手段
を通して流し、前記第１の電界効果トランジスタのゲー
トを入力端子とし、前記エミッタホロワから出力を得る
ことを特徴とするバッファアンプ。
（２）前記半導体手段がコレクタとベースを接続したト
ランジスタからなる特許請求の範囲第１項記載のバッフ
ァアンプ。
（３）前記半導体手段がダイオードからなる特許請求の
範囲第１項記載のバッファアンプ。
（４）前記ソースホロワの出力回路と、前記第２の電界
効果トランジスタのソース回路とがそれぞれ等しい値の
抵抗を含む、特許請求の範囲第１項記載のバッファアン
プ。
（５）前記第２の電界効果トランジスタのドレイン回路
が抵抗を含むものである、特許請求の範囲第１項記載の
バッファアンプ。
（６）前記ソースホロワの出力回路と、前記第２の電界
効果トランジスタのソース回路とがそれぞれ等しい値の
抵抗を含み、前記第２の電界効果トランジスタのドレイ
ン回路が抵抗を含むものである、特許請求の範囲第１項
記載のバッファアンプ。