JPS6119174B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は移相器に関し、特に移相制御された信
号を得るようにした移相器に関する。

従来から、その移相量をDCコントロールでき
る移相器が知られており、可変遅延線、可変位相
イコライザー等に応用されている。このような移
相器にあつては、移相量のDCコントロールを低
歪、小レベル変動で行わなければならないが、高
周波領域において、歪やレベル変動、さらに発振
が生じ易く、その改善が望まれている。

第１図は移相器の原理を示す従来から公知の回
路図である。第１図において互いに逆相の入力信
号源Ｅ及び−Ｅ間に抵抗Ｒ及びコンデンサＣから
なる直列回路が接続され、これらの抵抗Ｒとコン
デンサＣとの接続点ａは出力端子t₀に接続されて
いる。そして、上記信号源Ｅ及び−Ｅから互いに
逆相の入力信号e₁及び−e₁が上記直列回路に供給
され、出力端子t₀から所定の移相量だけ移相され
た出力信号e₀が取り出されるようになつている。

この第１図に示す移相器の伝達関数Ｇ（Ｓ）
は、 Ｇ（Ｓ）＝−１−ＣＲＳ／１＋ＣＲＳ …… であり、移相量θ（deg）は、 θ＝−2tan^-1CRω（ω：角周波数） …… である。式から、出力信号e₀は入力信号e₁と同
レベルであり（｜Ｇ（Ｓ）｜＝１）、式(2)から、
出力信号e₀は入力信号e₁に対して2tan^-1CRωだけ
位相が遅れることがわかる。また式から、移相
量θの絶対値はCRωが大きい程大きい。すなわ
ちCRωが０から無限大まで変化するにつれて移
相量θは０゜から−180゜まで変化することがわ
かる。

第２図は第１図の移相器を具体化した回路の一
例を示す従来から公知の回路図である。第２図に
おいて、トランジスタQ₁のベースは入力端子t₁
に、コレクタは抵抗r₁を介して電源V₀に、エミツ
タはこの抵抗r₁と同一の抵抗値の抵抗r₂を介して
アースにそれぞれ接続されている。また上記トラ
ンジスタQ₁のコレクタ・エミツタ間にはコンデ
ンサＣと抵抗Ｒとからなる直列回路が接続され、
これらのコンデンサＣと抵抗Ｒとの接続点ａは出
力端子t₀に接続されている。

この第２図に示す移相器においては、入力信号
S₀が入力端子t₁を介してトランジスタQ₁のベース
に供給されると、このトランジスタQ₁のエミツ
タに入力信号S₀と同相の信号S₁が得られ、コレク
タには入力信号S₀と逆相の信号S₂が得られる。こ
れらの信号S₁及びS₂は互いに逆相である。また抵
抗r₁及びr₂は上述のように同一の抵抗値に選定さ
れているため、信号S₁及びS₂はほぼ同一レベルで
ある。従つてこれらの信号S₁及びS₂は第１図の入
力信号源Ｅ及び−Ｅからの入力信号e₁及び−e₁に
それぞれ対応する。

第３図は第２図の移相器をDCコントロール移
相器に構成した場合の従来から公知の回路図であ
る。第２図の移相器では抵抗値が一定の抵抗Ｒを
設けていたが、第３図の移相器ではこの抵抗Ｒの
代わりにトランジスタQ₂を設け、このトランジ
スタQ₂のベース・エミツタ間のインピーダンス
Ｒ_Eを定電流源によつてDCコントロールして可変
抵抗として用いている。すなわち、トランジスタ
Q₂のベースはトランジスタQ₁のコレクタに、コ
レクタは電源に、エミツタはDCコントロール用
定電流源I₀を介してアースにそれぞれ接続されて
いる。このため、トランジスタQ₂のベース・エ
ミツタ間のインピーダンスＲ_Eは定電流源I₀によ
つて制御され、例えばシリコントランジスタの場
合、 Ｒ_E＝２６／Ｉ_０（ｍＡ）（Ω） …… となる。従つて式から、移相量θ（deg）は、 θ＝＋2tan^-1（２６／Ｉ_０）・Ｃω …… となり、電流I₀によつて制御される。なお式で
は−の符号がついているのに対し式では＋の符
号がついているのは、コンデンサＣと抵抗Ｒ（Ｒ
_E）とが第１図または第２図と第３図とで互いに
逆に接続されているからである。すなわち、第１
図及び第２図の移相器は遅相型であるに対し第３
図の移相器は進相型である。

しかし、上述のように構成された可変移相器に
あつては、インピーダンスＲ_Eが温度によつて変
化する。またこのインピーダンスＲ_Eは低周波領
域では抵抗分だけであるが、高周波領域になると
リアクタンス分が生じる。このため上式、が
満たされなくなつてDCコントロールが不安定に
なる。また歪やレベル変動が生じたり、出力信号
がコンデンサＣを介してトランジスタQ₁に正帰
還されて発振が生じたりする。

従つて、従来、第４図に示すような構成の移相
器が用いられている。この第４図の移相器におい
ては、トランジスタQ₁のエミツタとコンデンサ
Ｃとの間にエミツタフオロアのトランジスタQ₃
を介し、これによつて、トランジスタQ₁のエミ
ツタ側の信号と同レベル、同位相の信号をトラン
ジスタQ₃のエミツタからコンデンサＣ側に供給
するとともに、コンデンサＣ側からトランジスタ
Q₁側への正帰還を防止するようにしている。

なお第４図において、ダイオードD₁はトラン
ジスタQ₂の上記インピーダンスＲ_Eとほぼ等しい
インピーダンスを有している。そしてこのダイオ
ードはインピーダンスＲ_Eを実質的に２倍にして
温度や周波数による変動分を相対的に減少させる
とともに移相量を増すために用いられている。ま
た抵抗r₁₅はトランジスタQ₂のエミツタ及びダイ
オードD₁をバイアスするためのものであり、さ
らにトランジスタQ₄及び抵抗r₃は上述の定電流源
I₀を構成するためのものであつて、このトランジ
スタQ₄のベースには端子t₂を介してDCコントロ
ール用直流電圧Ｅ_cが供給される。

上述のように構成された第４図の移相器におい
ては、正帰還防止用のトランジスタQ₃を設けて
いるが、入力信号がMHzオーダーの高周波にな
ると上述の歪やレベル変動、さらに発振を十分防
止し得ない。また式、から、理論的には単段
当り180゜まで移相させることができる筈である
が、第４図に示す従来の移相器では高々90゜まで
しか安定に移相させることができない。

また第４図の従来の移相器でより大きな移相量
を得るためには、この移相器を多段接続にするこ
とになるが、この場合種々の欠点が生じる。すな
わち、この従来の移相器によれば、１つの出力し
か取り出せない。従つて多段接続において、前段
から次段へ１つの入力しか供給できないので、次
段において互いに逆相の２つの入力信号を得るた
めに前段のトランジスタQ₁及び抵抗r₁，r₂等と同
様なトランジスタ及び抵抗等を設けて入力回路を
形成しなければならない。しかし、このような入
力回路は回路全体の伝達特性を低下させるもので
あり、また回路素子の増大を招く。さらに、各段
の移相器をDC結合して多段接続にしようとする
場合には、前段のDCコントロール用定電流源が
次段の上記入力回路のトランジスタQ₁のバイア
スに影響してしまうので、好ましくない。このよ
うに第４図に示す従来の移相器では多段接続が面
倒であつた。

本発明は上述の問題に鑑みてなされたものであ
つて、第１及び第２のダイオードを設け、第１の
ダイオードのアノード側をリアクタンス素子を介
して第２のダイオードのカソード側に接続すると
共に第２のダイオードのアノード側をリアクタン
ス素子を介して第１のダイオードのカソード側に
接続し、前記第１及び第２のダイオードのアノー
ド側に入力信号を互いに逆相に供給するようにな
し、前記第１及び第２のダイオードのカソード側
をそれぞれ定電流源で駆動するようになすと共に
差動増巾器の一対の入力にそれぞれ接続し、前記
定電流源の電流値を制御することによりこの差動
増巾器から移相制御された信号を得るように構成
したものである。このように構成することによつ
て、歪やレベル変動を効果的に防止することがで
きて移相量を大幅に改善することができる。さら
に、移相回路部分の多段接続が容易であり、また
IC化にも適した移相器を提供することができ
る。

以下本発明の実施例を図面を参照して述べる。

第５図は本発明を適用した移相器の一実施例の
回路図である。第５図において、トランジスタ
Q₅のベースは入力信号源Ｅに接続されるととも
にコンデンサC₁を介してトランジスタQ₆のエミ
ツタに接続されている。またトランジスタQ₆の
ベースは入力信号源−Ｅに接続されるとともにコ
ンデンサC₂を介してトランジスタQ₅のエミツタ
に接続されている。さらにトランジスタQ₅及び
Q₆のエミツタはトランジスタQ₇及びQ₈のコレク
タにそれぞれ接続されている。これらのトランジ
スタQ₇及びQ₈はDCコントロール用定電流源１及
び２を構成するためのものであつて、それぞれの
ベースは端子t₄に接続され、この端子t₄を介して
DCコントロール電圧Ｅ_cが供給されるようになつ
ている。またこれらのトランジスタQ₇及びQ₈の
それぞれのエミツタは低抗r₄及びr₅を介して接地
されている。以上の構成においては、トランジス
タQ₅のベース・エミツタ間のインピーダンスＲ_E
とコンデンサC₂とからなる直列回路によつて、
一方の移相回路が形成され、またトランジスタ
Q₆のベース・エミツタ間のインピーダンスＲ_Eと
コンデンサC₁とからなる直列回路によつて、他
方の移相回路が形成されている。そしてトランジ
スタQ₅及びQ₆のそれぞれのベース・エミツタ間
のインピーダンスＲ_EはDCコントロール用定電流
源１及び２によつてそれぞれ制御されるようにな
つている。

なおトランジスタQ₅のエミツタとトランジス
タQ₇のコレクタとの接続点ｆからは上記一方の
移相回路の出力が得られるが、この接続点ｆは差
動増巾器３の一方のトランジスタQ₉のベースに
接続されている。またトランジスタQ₆のエミツ
タとトランジスタQ₈のコレクタとの接続点ｇか
らは上記他方の移相回路の出力が得られるが、こ
の接続点ｇは差動増巾器３の他方のトランジスタ
Q₁₀のベースに接続されている。トランジスタQ₉
及びQ₁₀のエミツタはそれぞれ抵抗r₆及びr₇を介
して電流源I₀に共通接続されている。またトラン
ジスタQ₉のコレクタは電源V₀に直接接続され、
トランジスタQ₁₀のコレクタは抵抗r₈を介して電
源V₀に接続されるとともに出力端子t₀に接続され
ている。そしてこの出力端子t₅から上記接続点ｆ
及びｇからの信号の差を表わす信号が出力信号と
して取り出されるようになつている。

なお第５図の移相器において、上記両移相回路
系のそれぞれ対応する素子は互いに同一の特性を
有するように選定されている。すなわち、トラン
ジスタQ₅とQ₆、コンデンサC₁とC₂、トランジス
タQ₇とQ₈、抵抗r₄とr₅、トランジスタQ₁₀とQ₁₁及
び抵抗r₆とr₇はそれぞれ互いに同一の特性を有し
ている。

上述のように構成された移相器においては、入
力信号源Ｅ及び−Ｅからの互いに逆相の入力信号
ｅ及び−ｅが上記両移相回路に供給されると、一
方の移相回路の接続点ｆから入力信号ｅに対しθ
だけ位相が遅れた信号e₂が得られ、他方の移相回
路の接接点ｇから入力信号−ｅに対しθだけ位相
が遅れた信号e₃が得られる。これらの信号e₂及び
e₃は互いに逆相である。また移相量θはDCコン
トロール用定電流源１及び２に供給されるDCコ
ントロール電圧Ｅ_cによつて制御される。

接続点ｆ及びｇからの信号e₂及びe₃は差動増巾
器３のトランジスタQ₁₀及びQ₁₁のベースにそれ
ぞれ供給されて差動増巾され、出力端子t₅から信
号e₂とe₃との差を表わす出力信号e₄が取り出され
る。信号e₂とe₃は互いに逆相であるから信号e₄は
信号e₂と同相であり、入力信号ｅに対しθだけ位
相が遅れたものである。

上述のように、第５図に示す移相器において
は、互いに逆相の２つの入力信号は一方の移相回
路及び他方の移相回路でそれぞれ所定量θだけ移
相された後、差動増巾器３の一対の入力にそれぞ
れ供給され、この差動増巾器３から差動的に取り
出されるようになつている。また既述のように、
上記両移相回路のそれぞれ対応する素子は互いに
同一の特性を有している。従つて、温度や周波数
等によつて素子の特性変化、特にトランジスタ
Q₅及びQ₆のベース・エミツタ間のインピーダン
スの変化等によつて、両移相回路から得られる信
号e₂及びe₃に歪やレベル変動が生じても、信号e₂
の歪やレベル変動と信号e₃の歪やレベル変動とは
一般的に互いに等しく、これら出力段の差動増巾
器３において互いにキヤンセルされる。この結
果、出力信号e₄には歪やレベル変動はほとんど生
じなくなる。

このように、第５図に示す移相器によれば、温
度や周波数による歪やレベル変動を効果的に防止
することができる。また安定に移相制御ができる
ので、高周波における発振も防止することがで
き、MHzオーダーの入力信号に対しても十分な
移相量が得られる。

また第５図に示す移相器はIC化にも適してい
る。すなわち、この移相器は差動構成であるた
め、トランジスタの数が増加するが、ICの製造
上、トランジスタの数の増加は問題にならないの
で、IC化に何ら支障とならない。さらに、例え
ばトランジスタQ₅とQ₆は互いに同一の特性を有
しかつ近接して配置されるが、これはICを製造
する際非常に都合がよい。またICにおいてこれ
らのトランジスタQ₅及びQ₆は互いにきわめて近
接して配置されるため、これらの温度は常に同一
である。このため温度変化によるトランジスタ
Q₅及びQ₆の特性変化、特にインピーダンス変化
は全く同一であり、既述のような差動による特性
変化のキヤンセルは完全となる。以上のことは、
差動増巾器３のトランジスタQ₉，Q₁₀、DCコン
トロール用電流源１，２のトランジスタQ₇，Q₈
等についても同様である。

さらに第５図に示す移相器は差動構成であるた
め多段接続が容易である。

第６図は第５図に示す移相器についてその移相
回路部分を並列多段接続した例を示す回路図であ
る。第６図の移相器では入力信号をトランスＴを
介して初段移相器に供給するように構成してい
る。すなわち、入力端子t₁はトランスＴの１次側
コイルL₁に接続され、トランスＴの２次側コイ
ルL₂の中間端子はバイアス電源E₂を介して接地
されている。従つて１次側コイルL₁に入力信号
が供給されると、２次側コイルL₂の両端子に入
力信号と同相及び逆相の信号がそれぞれ生ずる。
２次側コイルL₂の両端子は初段移相器のバツフ
ア用トランジスタQ₁₁及びQ₁₂のベースにそれぞ
れ接続される。これらのトランジスタQ₁₁及び
Q₁₂はそれぞれエミツタフオロアをなしており、
２次側コイルL₂の両端子からの互いに逆相の信
号はトランジスタQ₁₁及びQ₁₂のそれぞれのエミ
ツタに同位相、同レベルのまま現われる。このよ
うにトランジスタQ₁₁及びQ₁₂のそれぞれのエミ
ツタに現われたこれらの互いに逆相の信号は第５
図の入力信号ｅ及び−ｅにそれぞれ対応する。

さらにトランジスタQ₁₁及びQ₁₂のそれぞれの
エミツタはダイオードD₂及びD₃のアノードにそ
れぞれ接続されている。これらのダイオードD₂
及びD₃は第５図のトランジスタQ₅及びQ₆のベー
ス・エミツタ間接合にそれぞれ対応するものであ
る。すなわち、ダイオードD₂のアノードはコン
デンサC₃を介してダイオードD₃のカソードに接
続されるとともに、ダイオードD₃のアノードは
コンデンサC₄を介してダイオードD₂のカソード
に接続されている。さらにダイオードD₂及びD₃
のそれぞれのカソードはDCコントロール用定電
流源４及び５のトランジスタQ₁₃及びQ₁₄のコレ
クタにそれぞれ接続され、これらのダイオード
D₂及びD₃のインピーダンスがDCコントロールさ
れるようになつている。またダイオードD₂とコ
ンデンサC₄との接続点h₁及びダイオードD₃とコ
ンデンサC₃との接続点j₁は第２段移相器のバツフ
ア用トランジスタQ₁₅及びQ₁₆のベースにそれぞ
れ接続されている。この第２段移相器は初段と同
様の構成であり、接続点h₂及びj₂は次段の第３段
に接続されている。以下第３段、第４段、………
第ｎ段と接続され、第ｎ段の接続点ｈ_o及びｊ_oは
出力段の差動増巾器６のトランジスタQ₁₇及び
Q₁₈のベースにそれぞれ接続されている。なお第
５図と同様に、第６図においてDCコントロール
定電流源４，５………７，８のそれぞれのトラン
ジスタQ₁₃，Q₁₄………Q₂₀，Q₂₁のベースは端子t₇
に共通接続され、この入力端子t₇を介してDCコ
ントロール電圧Ｅ_cが供給されるようになつてい
る。また、差動増巾器６のトランジスタQ₁₉、抵
抗r₁₁及び電源E₃は第５図の電流源I₀に相当する
電流源を構成するためのものである。

以上のように構成された第６図の並列多段移相
器によれば、各段について互いに逆相の２つの出
力が取り出せるので、第４図の従来の移相器のよ
うに前段からの１つの入力に基いて互いに逆相の
２つの信号を形成するための入力回路を設ける必
要がなく、回路全体の伝達特性が向上する。また
上記２つの出力を次段に直接DC接続できるため
DC結合が容易である。

第７図は第５図の移相器について移相回路部分
を直列多段接続した例を示す回路図である。第７
図の移相器においては、第５図のトランジスタ
Q₅及びQ₆に対応するトランジスタQ₂₁，Q₂₂……
…Q₂₃及びQ₂₄，Q₂₅………Q₂₆、さらに第６図の
トランジスタQ₁₁及びQ₁₂に対応するトランジス
タQ₂₇，Q₂₈………Q₂₉及びQ₃₀，Q₃₁………Q₃₂が
設けられており、これらは第７図に明示されるよ
うにそれぞれ電源V₀とアース間との全段に亘つ
て直列に接続されている。また前段の出力は結合
コンデンサを介して次段に接続されている。例え
ば初段の接続点k₁及びl₁はそれぞれ結合コンデン
サC₅及びC₆を介して第２段のバツフア用トラン
ジスタQ₂₈及びQ₃₁のベースに接続されている。
このように第７図の多段移相器は各段が互いに容
量結合になつている。

上述のように構成された移相器においては、２
つのDCコントロール用定電流源（トランジスタ
Q₃₃，Q₃₄など）を全段にわたつて共用すること
が可能であるので、使用電流が少なくて消費電力
が節約される。

第８図は第７図の直列多段接続を２段にした場
合の回路図であり、第９図及び第１０図はそれぞ
れ第８図の移相器の特性を示す曲線図である。第
８図において、トランスＴの２次側コイルL₂の
中間端子に接続された抵抗r₁₂，r₁₃及びコンデン
サC₇は第７図のバイアス電源E₂に対応してい
る。すなわち、抵抗r₁₂及びr₁₃はトランジスタQ₂₇
及びQ₃₀のベースをバイアスし、コンデンサC₇は
２次側コイルL₂の中間端子を交流的に接地して
いる。また回路構成を簡単にするため、第７図に
おける第２段のトランジスタQ₂₂及びQ₂₅の代わ
りにダイオードD₄及びD₅を接続しているが、両
者は実質的に異なるものではない。さらに出力段
の差動増巾器９において、共振回路１０を設けて
いるが、この共振回路１０の共振周波数は入力信
号の周波数に合せられており、このために大きな
出力を得ることができる。また第７図と同様に２
つのDCコントロール用定電流源のトランジスタ
Q₃₃及びQ₃₄のベースは端子t₈に接続されており、
この端子t₈からDCコントロール電圧Ｅ_cが供給さ
れるようになつている。また他の回路部分は第７
図とほぼ同様である。

このように構成された第８図の移相器によれ
ば、第９図に示すような移相特性、第１０図に示
すようなレベル特性が得られる。なおこれら第９
図及び第１０図に示す特性は4.3MHzの入力信号
に対するものである。第９図から明らかなよう
に、第８図の移相器によれば２段で約250゜の移
相量、すなわち１段当り約125゜の移相量が得ら
れる。これは従来の移相器の最大移相量約90゜に
対し大幅に改善された値である。また第１０図か
ら明らかなように、移相量全般にわたつてレベル
がほぼ一定であり、レベル変動が少ない。

以上本発明の実施例を説明したが、本発明は上
述の実施例に限定されるものではなく、本発明の
技術的思想に基いて種々の変形が可能である。

例えば、上述の実施例は、移相回路をトランジ
スタのベース・エミツタ間の抵抗又はダイオード
の抵抗とコンデンサからなる直列回路で構成し
た、いわゆる１次型移相器であるが、第１１図Ａ
及びＢに示すように、上記直列回路中にコイルを
加えて２次型移相器としてもよい。この場合、伝
達関数Ｇ（Ｓ）は、トランジスタＱのベース・エ
ミツタ間の抵抗又はダイオードＤの抵抗をＲ_Eと
すると、 Ｇ（Ｓ）＝２１−ＣＲ_ＥＳ＋ＣＬＳ^２／１＋ＣＲ_ＥＳ
＋ＣＬＳ^２…… となり、移相量θ（deg）は、 θ＝4tan^-1ＣＲ_Ｅω／１＋ＣＬω^２（ω：角周波数）…
… となる。上式から明らかなように、移相量θは
C.L.ωが一定のときにはＲ_Eの関数となり、既述
のように、このＲ_EをDCコントロールすることに
よつて移相量θを制御することができる。

本発明は互いに対称的に構成した一対の移送回
路から互に逆相の移相制御された一対の信号を得
て、これを差動的に取出すようにしたので、歪や
レベル変動を効果的に防止することができる。

また一対の移送回路から互に逆相の一対の信号
を得るようにしているので、移相回路部分の多段
接続が容易である。

また原理的には、一対のダイオード、一対のリ
アクタンス素子及び差動増巾器から構成すること
ができるので、IC化に適した移相器を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第４図は従来の移相器を示すものであ
つて、第１図は移相器の原理を示すための回路
図、第２図は第１図の移相器を具体化した回路の
一例を示す回路図、第３図は第２図の移相器を
DCコントロール移相器に構成した場合を示す回
路図、第４図は第３図の移相器を改良した別の
DCコントロール移相器の回路図である。第５図
〜第１０図は本発明の実施例を示すものであつ
て、第５図は本発明の一実施例を適用した移相器
の回路図、第６図は第５図の移相器を並列多段接
続にした場合を示す回路図、第７図は第５図の移
相器を直列多段接続にした場合を示す回路図、第
８図は第７図の直列多段接続を２段にした場合の
回路図、第９図及び第１０図は第８図の移相器の
特性を示す曲線図、第１１図Ａ及びＢは本発明の
別の実施例を表わす回路図である。 なお図面に用いられた符号において、１，２…
…DCコントロール用定電流源、３……差動増幅
器、C₁，C₂……コンデンサ、Ｅ，−Ｅ……入力信
号源、Q₅，Q₆……トランジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１及び第２のダイオードを設け、第１のダ
   イオードのアノード側をリアクタンス素子を介し
   て第２のダイオードのカソード側に接続すると共
   に第２のダイオードのアノード側をリアクタンス
   素子を介して第１のダイオードのカソード側に接
   続し、前記第１及び第２のダイオードのアノード
   側に入力信号を互いに逆相に供給するようにな
   し、前記第１及び第２のダイオードのカソード側
   をそれぞれ定電流源で駆動するようになすと共に
   差動増巾器の一対の入力にそれぞれ接続し、前記
   定電流源の電流値を制御することによりこの差動
   増巾器から移相制御された信号を得るように構成
   した移相器。