JPS6119261A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPS6119261A JPS6119261A JP59137986A JP13798684A JPS6119261A JP S6119261 A JPS6119261 A JP S6119261A JP 59137986 A JP59137986 A JP 59137986A JP 13798684 A JP13798684 A JP 13798684A JP S6119261 A JPS6119261 A JP S6119261A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は１周波数変換回路に係り、特に周波数変動の
少ない周波数変換回路に関する。
少ない周波数変換回路に関する。
第１図は発明の概要を示す図であり、端子１１０から入
力された周波数ｆ１ｏの信号及び出力端子１２０側から
の周波数ｆ＝ｅの信号をＭ／Ｎ分周した信号が第１の周
波数変換回路１２０に供給され。
力された周波数ｆ１ｏの信号及び出力端子１２０側から
の周波数ｆ＝ｅの信号をＭ／Ｎ分周した信号が第１の周
波数変換回路１２０に供給され。
その出力周波数を’／ｙ ｆｚ −ｆｌｏとする。この
場合、ＰＬＬ回路１３０を構成する位相比較器において
位相比較される信号周波数は必要に応じて低い周波数に
分周された周波数を用いる。そして。
場合、ＰＬＬ回路１３０を構成する位相比較器において
位相比較される信号周波数は必要に応じて低い周波数に
分周された周波数を用いる。そして。
上記周波数’／Ｎ ｆニーｆｌｏは第２の周波数変換回
路１７０によ・って第２の局部発振周波数発生回路１８
０の出力周波数ｆ２ｏとの差の周波数を出力端子１２０
に得る。
路１７０によ・って第２の局部発振周波数発生回路１８
０の出力周波数ｆ２ｏとの差の周波数を出力端子１２０
に得る。
これにより、出力周波数の周波数変動の少ない周波数変
換回路を提供する。
換回路を提供する。
近年、放送メディアの発達につれ、ディジタルによる多
チャンネルの音声放送や、テレテキスト、ファクシミリ
放送、静止画放送、高品位テレビジョン放送、衛星放送
などが行なわれつつある。これらの放送形態では、多チ
ャンネル伝送でディタル符号伝送が用いられる。この場
合、受信側では、ベースバンド信号をもとにキャリアを
再生して信号処理を行ない復調を行なわれることがある
。この場合に音声は信号に応じて搬送波の位相を変化さ
せるＰＳＫ変調が用いられる。この方式のうち、ある信
号を表わす搬送波の位相を基準とし、それから定められ
た量だけ変化させる差動位相変調方式で所謂ＤＰＳＫ方
式で音声信号は伝送される。即ち、デジタル化された音
声信号に対して搬送波の位相がＯ’、 ９０°。
チャンネルの音声放送や、テレテキスト、ファクシミリ
放送、静止画放送、高品位テレビジョン放送、衛星放送
などが行なわれつつある。これらの放送形態では、多チ
ャンネル伝送でディタル符号伝送が用いられる。この場
合、受信側では、ベースバンド信号をもとにキャリアを
再生して信号処理を行ない復調を行なわれることがある
。この場合に音声は信号に応じて搬送波の位相を変化さ
せるＰＳＫ変調が用いられる。この方式のうち、ある信
号を表わす搬送波の位相を基準とし、それから定められ
た量だけ変化させる差動位相変調方式で所謂ＤＰＳＫ方
式で音声信号は伝送される。即ち、デジタル化された音
声信号に対して搬送波の位相がＯ’、 ９０°。
１８０°、２７０°の４相に変化させて音声データが伝
送される。このとき送信側では和分演算、受信側で差分
演算を行なって信号の伝送を行なう。
送される。このとき送信側では和分演算、受信側で差分
演算を行なって信号の伝送を行なう。
なお、これらの演算はグレイ符号による。受信側ではベ
ースバンド切換をＰＬＬ回路で行うことで４相差動位相
復調（ＱＤＰＳＫ）が行なわれる。
ースバンド切換をＰＬＬ回路で行うことで４相差動位相
復調（ＱＤＰＳＫ）が行なわれる。
このようなＱＤＰＳＫでは、伝送されたＱＤＰＳＫ波に
雑音が重畳されると、ＱＤＰＳＫ波のベクトルが変動し
復調位相の判定基準位相面を越え隣接位相復調軸を誤ま
って復調する。このように復調が正しく行なわれない原
因としては、ＱＤＰＳＫ波に重畳される雑音以外に、搬
送波再生に用いられる周波数変換回路での位相変動が大
きな問題となる。
雑音が重畳されると、ＱＤＰＳＫ波のベクトルが変動し
復調位相の判定基準位相面を越え隣接位相復調軸を誤ま
って復調する。このように復調が正しく行なわれない原
因としては、ＱＤＰＳＫ波に重畳される雑音以外に、搬
送波再生に用いられる周波数変換回路での位相変動が大
きな問題となる。
第２図は、従来の周波数変換回路を示す回路図であり、
ＱＤＰＳＫ波によって・伝送された信号に対して位相同
期検波を行ないデジタル信号を再生するためベースバン
ド切換ＰＬＬ方式によりグレイ変換、差動演算、パラレ
ル／シリアル変換等のデジタル処理を行なう。この場合
に。
ＱＤＰＳＫ波によって・伝送された信号に対して位相同
期検波を行ないデジタル信号を再生するためベースバン
ド切換ＰＬＬ方式によりグレイ変換、差動演算、パラレ
ル／シリアル変換等のデジタル処理を行なう。この場合
に。
伝送された信号から復調すべき音声ＱＤＰＳＫ波を得る
ために、２回にわたる周波数変換を行なう。即ち、第２
図において、チューナ１に入力された周波数ｆｌの信号
は、第１の周波数変換回路２で第１の局部発４辰周波数
発生回路３の出力信号周波数ｆ２との差の周波数ｆｓ−
（ｆａ−ｆｌ）に周波数変換される。上記チューナ１に
は、マイクロプロセッサ等で構成される制御ユニット４
で退局された局に対応した分周比がＰＬＬ回路５に与え
られてこのＰＬＬ回路５において検出した位相誤差情報
をローパスフィルタ６で直流化した電圧がチューニング
電圧として与えられる。ここで上記ＰＬＬ５は、クリス
タルの固定撮動による発振器を有しており、この発振出
力周波数ｆｚを上記制御ユニット４により定まる分周比
Ｎで分周した信号と上記第１の局部発振周波数発生回路
３の出力信号ｆ２を所定の数で分周した信号との位相比
較を行なう。
ために、２回にわたる周波数変換を行なう。即ち、第２
図において、チューナ１に入力された周波数ｆｌの信号
は、第１の周波数変換回路２で第１の局部発４辰周波数
発生回路３の出力信号周波数ｆ２との差の周波数ｆｓ−
（ｆａ−ｆｌ）に周波数変換される。上記チューナ１に
は、マイクロプロセッサ等で構成される制御ユニット４
で退局された局に対応した分周比がＰＬＬ回路５に与え
られてこのＰＬＬ回路５において検出した位相誤差情報
をローパスフィルタ６で直流化した電圧がチューニング
電圧として与えられる。ここで上記ＰＬＬ５は、クリス
タルの固定撮動による発振器を有しており、この発振出
力周波数ｆｚを上記制御ユニット４により定まる分周比
Ｎで分周した信号と上記第１の局部発振周波数発生回路
３の出力信号ｆ２を所定の数で分周した信号との位相比
較を行なう。
上記周波変換された上記第１の周波数変換回路２の出力
ｆ３は、更に第２の周波数変換回路７によって、第２の
局部発振周波数発生回路８の出力周波数ｆ４と上記第１
の周波数変換回路２の出力周波数ｆ３との差の周波数ｆ
ｓ ＝ｆ４−ｆｓに変換される。この結果、ＱＤＰＳＫ
波で伝送された音声信号を復調するに必要なベースバン
ド信号が得られる。
ｆ３は、更に第２の周波数変換回路７によって、第２の
局部発振周波数発生回路８の出力周波数ｆ４と上記第１
の周波数変換回路２の出力周波数ｆ３との差の周波数ｆ
ｓ ＝ｆ４−ｆｓに変換される。この結果、ＱＤＰＳＫ
波で伝送された音声信号を復調するに必要なベースバン
ド信号が得られる。
しかし、上記第１の局部発振周波数発生回路３の発振周
波数ｆ２は、ＰＬＬ回路５を構成するクリスタル発振器
の発振周波数ｆｚの周波数変動に依存する。このため上
記第１の局部発振周波数発生回路３の出力周波数の変動
Δｆ２によって。
波数ｆ２は、ＰＬＬ回路５を構成するクリスタル発振器
の発振周波数ｆｚの周波数変動に依存する。このため上
記第１の局部発振周波数発生回路３の出力周波数の変動
Δｆ２によって。
上記第１の周波数変換回路２の出力周波数が△ｆ３だゆ
変動する。また、第２の局部発振周波数発生回路８の周
波数ｆ４にΔｆ４だけの変波数変動があるとすると、上
記第２の周波数変換回路７の出内周波数ｆ５は、結果的
に（Δｆ３＋Δｆ４）の周波数変動を起すことになる。
変動する。また、第２の局部発振周波数発生回路８の周
波数ｆ４にΔｆ４だけの変波数変動があるとすると、上
記第２の周波数変換回路７の出内周波数ｆ５は、結果的
に（Δｆ３＋Δｆ４）の周波数変動を起すことになる。
このようにして発生する周波数変動、及び位相変動は伝
送されたＱＤ Ｐ Ｓ ＫＫよる音声データを復調する
に際してのビット誤りに大きく影響する。
送されたＱＤ Ｐ Ｓ ＫＫよる音声データを復調する
に際してのビット誤りに大きく影響する。
て
入力信号を周波数変換し九得たベースバンド信号は、Ｑ
ＤＰＳＫ復調器９において同期検波によってデータ復調
を行なう。同期検波は、被変調波とこれに同期した再生
搬送波との両波を掛算回路にて、掛算を行ないその出力
をローパスフィルタを通すことＫよりベースバンドの位
相情報を得る位相検波方法である。そして、４相のＤＰ
ＳＫ信号であるＱＤＰＳＫ信号として伝送されるデジタ
ル音声信号を復調するには２軸回期検波を行ないグレイ
変換すべきデータの検出を行なう。このデータ検出にビ
ット誤まりを防ぐには、上述した入力周波数をベースバ
ンド周波数に変換する際の周波数変動を極力抑えること
が要求される。
ＤＰＳＫ復調器９において同期検波によってデータ復調
を行なう。同期検波は、被変調波とこれに同期した再生
搬送波との両波を掛算回路にて、掛算を行ないその出力
をローパスフィルタを通すことＫよりベースバンドの位
相情報を得る位相検波方法である。そして、４相のＤＰ
ＳＫ信号であるＱＤＰＳＫ信号として伝送されるデジタ
ル音声信号を復調するには２軸回期検波を行ないグレイ
変換すべきデータの検出を行なう。このデータ検出にビ
ット誤まりを防ぐには、上述した入力周波数をベースバ
ンド周波数に変換する際の周波数変動を極力抑えること
が要求される。
上記第２図に示した従来の周波数変換回路では、ＱＤＰ
ＳＫ復調器９の入力周波数ｆ５は、ＰＬＬ回路５を構成
するクリスタル発振器の安定度、第２の局部発振周波数
発生回路８等の安定度に依存する。第２図において、第
２の周波数変換回路７の出力周波数ｆ５は上記ＰＬＬ回
路５に含まれる分周器（図示せず。）の分周比をＮとす
ると、 ｆ５＝ｆ４−Ｎ＊ｆｚ＋ｆ１で示される。この
場合においてｆよけ第１の局部発振周波数発振回路の発
振周波数を示す。ここで、上記クリスタル発振器の周波
数変動が５０ ＰＰつであるとするとし、上記第１の局
部発振周波数発生回路３の出力周波数ｆ２が３００■ｈ
とすると、その周波数のずれは１５ ＫＨｚにも及ぶ。
ＳＫ復調器９の入力周波数ｆ５は、ＰＬＬ回路５を構成
するクリスタル発振器の安定度、第２の局部発振周波数
発生回路８等の安定度に依存する。第２図において、第
２の周波数変換回路７の出力周波数ｆ５は上記ＰＬＬ回
路５に含まれる分周器（図示せず。）の分周比をＮとす
ると、 ｆ５＝ｆ４−Ｎ＊ｆｚ＋ｆ１で示される。この
場合においてｆよけ第１の局部発振周波数発振回路の発
振周波数を示す。ここで、上記クリスタル発振器の周波
数変動が５０ ＰＰつであるとするとし、上記第１の局
部発振周波数発生回路３の出力周波数ｆ２が３００■ｈ
とすると、その周波数のずれは１５ ＫＨｚにも及ぶ。
これに対して伝送データは数１００Ｈｚの精度で伝送さ
れるので従来の周波数変換回路では、復調データの誤ま
りが発生する。また、従来の周波数変換回路をＱ Ｐ
Ｓ Ｋ復調器のキャリア再生手段に用いた場合にあっ
９ては１周波数引込み範囲が狭く、引込み臨界領
域において周波数引込みがなされたとしても。
れるので従来の周波数変換回路では、復調データの誤ま
りが発生する。また、従来の周波数変換回路をＱ Ｐ
Ｓ Ｋ復調器のキャリア再生手段に用いた場合にあっ
９ては１周波数引込み範囲が狭く、引込み臨界領
域において周波数引込みがなされたとしても。
ＱＤＰＳＫ復調器でデータの復調を行なうに際しその復
調出力が低く復調すべき以外の位相で復調１−てデータ
のビット誤まりが発生するという問題が発生する。
調出力が低く復調すべき以外の位相で復調１−てデータ
のビット誤まりが発生するという問題が発生する。
即ち、同期検波出力信号の振幅を±Ｖとし。
これに分散α２のガウス雑音が重畳した場合を想定し、
正規誤差積分関数 （Ｚ）を用いるとビット誤まり率Ｐ
−は で表わされるが、上記°引込み範囲が狭いとＯ／Ｎが劣
化して上式で示される誤まり率は劣化する。
正規誤差積分関数 （Ｚ）を用いるとビット誤まり率Ｐ
−は で表わされるが、上記°引込み範囲が狭いとＯ／Ｎが劣
化して上式で示される誤まり率は劣化する。
このことは、引込み範囲が狭いと、引込み自体はなされ
ても、アイ開口率が劣化して、復調した際にビット誤ま
りが発生することを意味する。
ても、アイ開口率が劣化して、復調した際にビット誤ま
りが発生することを意味する。
この発明は、上述の点に鑑みて、変換周波数の変動が少
ない周波数変回路を提供することを目的とする。
ない周波数変回路を提供することを目的とする。
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第３図は、この発明の一実施例を示す回路図であり、チ
ューナＩＯＫ入力端子１１からされた入力信号ｆｌｏは
、第１の周波数変換回路１２に入力される。この第１の
周波数変換回路１２には、第１の局部発振周波数発生回
路１３の出力周波数Ｎｆｚが印加される。上記第１の局
発振周波数発生回路１３．ＰＬＬ回路１５．ローパスフ
ィルタ１６とあいまりループを形成する。この場合ＰＬ
Ｌ回路１５は比較周波数がｆｚとなるように制御ユニッ
ト１４により分局比が設定される。制御ユニット１４で
上記ＰＬＬ回路１５中の分周器１５０に対する分局比が
Ｎに設定されると分周器１５０は周波数ｆｚを出力しこ
の出力が上記ＰＬＬ回路１５中の位相比較回路１５１に
おいて第１の局部発振周波数発生回路１３の出力Ｎｆ２
を分周器１５０でＮ分周した周波数ｆｚの信号と位相比
較がなされる。この位相比較結果に応じた上記位比較回
路１５１の出力はローパスフィルタ１６において平滑さ
れ。
ューナＩＯＫ入力端子１１からされた入力信号ｆｌｏは
、第１の周波数変換回路１２に入力される。この第１の
周波数変換回路１２には、第１の局部発振周波数発生回
路１３の出力周波数Ｎｆｚが印加される。上記第１の局
発振周波数発生回路１３．ＰＬＬ回路１５．ローパスフ
ィルタ１６とあいまりループを形成する。この場合ＰＬ
Ｌ回路１５は比較周波数がｆｚとなるように制御ユニッ
ト１４により分局比が設定される。制御ユニット１４で
上記ＰＬＬ回路１５中の分周器１５０に対する分局比が
Ｎに設定されると分周器１５０は周波数ｆｚを出力しこ
の出力が上記ＰＬＬ回路１５中の位相比較回路１５１に
おいて第１の局部発振周波数発生回路１３の出力Ｎｆ２
を分周器１５０でＮ分周した周波数ｆｚの信号と位相比
較がなされる。この位相比較結果に応じた上記位比較回
路１５１の出力はローパスフィルタ１６において平滑さ
れ。
この平滑電圧で上記第１の局部発振周波数発生回路１３
の発振周波がＮｆｚとなるように制御される。このため
上記第１の周波数変換回路１２の出力周波数はＮｆｚ
ｆコＯとなる。
の発振周波がＮｆｚとなるように制御される。このため
上記第１の周波数変換回路１２の出力周波数はＮｆｚ
ｆコＯとなる。
次に、この周波数Ｎｆｚ ｆｌｏ″の信号は第２の周
波数変換回路１７の一方入力端子に印加され。
波数変換回路１７の一方入力端子に印加され。
また、他方入力端子には第２の局部発振周波数発生回路
１８の出力周波数ｆｚＯが印加される。このため、上記
第２の周波数変換回路１７の出力にはｆｚｏ −（Ｎｆ
ｘ −ｆｌｏ ）なる周波数の信号を得る。
１８の出力周波数ｆｚＯが印加される。このため、上記
第２の周波数変換回路１７の出力にはｆｚｏ −（Ｎｆ
ｘ −ｆｌｏ ）なる周波数の信号を得る。
従って２周波数変換された信号周波数に関して次式を得
る。
る。
ｆｗ ＝ ｆｚｏ −（Ｎｆｘ ｆｌｏ ） ・・・
・（１）上記（１）式より ここで、Ｎは１５程度以上の数とする。
・（１）上記（１）式より ここで、Ｎは１５程度以上の数とする。
上式から判るように、この実施例圧よる周波数変換回路
匠よれば、変換周波数の変動は１／（１＋Ｎ）に軽減さ
れる。例えば、いま上記第２の局部発振周波数発生回路
１８の発振周波数を６１１５ＭＨｚ とし２発振器自体
の変動率を２５ＰＰｍとすると約１６ＫＨｚ 程度の
周波数漂動が発生するが、実際には上式でＮを１５とす
ると周波数漂動は数１００Ｈｚ程度に抑圧される。
匠よれば、変換周波数の変動は１／（１＋Ｎ）に軽減さ
れる。例えば、いま上記第２の局部発振周波数発生回路
１８の発振周波数を６１１５ＭＨｚ とし２発振器自体
の変動率を２５ＰＰｍとすると約１６ＫＨｚ 程度の
周波数漂動が発生するが、実際には上式でＮを１５とす
ると周波数漂動は数１００Ｈｚ程度に抑圧される。
このことは２周波数変動自体が少ないことのみならず９
周波数の引込範囲も広がることを意味し、第３図による
周波数変換回路によって得たべ〜スパント信号によりＱ
ＤＰＳＫ復調を行なった場合、そのビット誤り率は極め
て低くなる。なお、上記実施例では、第１の局部発振周
波数発生回路１３の発振周波数をＮｆｘとしたが。
周波数の引込範囲も広がることを意味し、第３図による
周波数変換回路によって得たべ〜スパント信号によりＱ
ＤＰＳＫ復調を行なった場合、そのビット誤り率は極め
て低くなる。なお、上記実施例では、第１の局部発振周
波数発生回路１３の発振周波数をＮｆｘとしたが。
第１の局部発振周波数発生回路１３の出力周波数ｆｘと
し、第１の局部発振周波数発生回路１３と上記第１の周
波数変換回路１２との間にＮ逓信回路を介在させ上記Ｐ
ＬＬ回路１５にての比較周波数ｆａｔとしても上述の第
（１）式を得る。このように。
し、第１の局部発振周波数発生回路１３と上記第１の周
波数変換回路１２との間にＮ逓信回路を介在させ上記Ｐ
ＬＬ回路１５にての比較周波数ｆａｔとしても上述の第
（１）式を得る。このように。
上記第（１）式を得られる範囲において上記第３図に示
した回路とは異なった回路形態をとり得る。
した回路とは異なった回路形態をとり得る。
第４図は、この発明に係る周波数変換回路の他の一実施
例を示す図であり、第３図と同一機能部分については同
一符号を伺しその詳細な説明を省略する。
例を示す図であり、第３図と同一機能部分については同
一符号を伺しその詳細な説明を省略する。
第４図においては、第３図に対して、ＰＴ、Ｌ回路１５
に帰還する信号として、ＱＤＰＳＫ復調器２０の出力信
号である点を異にする。
に帰還する信号として、ＱＤＰＳＫ復調器２０の出力信
号である点を異にする。
第４図において９周波数がｆｌｏの入力信号は第１の周
波数変換回路１２の一方入力端子に入力される。上記Ｑ
ＤＰＳＫ復調器２０の出力周波数ｆ！ｃは分周器２１で
ＩＡ分周され２周波数信号ｆｇ／ＮがＰ Ｌ Ｌ回路１
５に印加される。この分局器１５はＭ逓倍器（図示せず
。）を有しており、上記Ｐ Ｌ Ｌ回路１５では周波数
’／Ｎ・ｆｘで発振する第１の局部発振周波数発生回路
１３の出力信号と上記分周器２１の出力ｆｙ／ＮをＭ逓
倍してＭＩＮｆＺとの位相比較がなされる。ここで、上
記逓倍比Ｍは。
波数変換回路１２の一方入力端子に入力される。上記Ｑ
ＤＰＳＫ復調器２０の出力周波数ｆ！ｃは分周器２１で
ＩＡ分周され２周波数信号ｆｇ／ＮがＰ Ｌ Ｌ回路１
５に印加される。この分局器１５はＭ逓倍器（図示せず
。）を有しており、上記Ｐ Ｌ Ｌ回路１５では周波数
’／Ｎ・ｆｘで発振する第１の局部発振周波数発生回路
１３の出力信号と上記分周器２１の出力ｆｙ／ＮをＭ逓
倍してＭＩＮｆＺとの位相比較がなされる。ここで、上
記逓倍比Ｍは。
制御ユニット１４によって受信チャンネルに応じて設定
される。そして、ローパスフィルタ１６は。
される。そして、ローパスフィルタ１６は。
上記第１の局部発振周波数発生回路１３の発振周波数が
ＭＡ −ｆＺ となるような制御電圧を発生する。
ＭＡ −ｆＺ となるような制御電圧を発生する。
このような制御によって、上記第１の周波数変換回路１
２の他方入力端子にはＭ／ＩＹ・ｆｚなる周波数の信号
が印加され、その出力周波数は（ＭＡ−ｆｚ−ｆ］０）
となる。この周波数の信号は第２の周波数変換回路１７
に印加され、第２の周波数変換回路１７は、第２の局部
発振周波数発生回路１８の出力を用いて上記入力周波数
をｆｚｏ −（林・ｆｚ−ｆｌｏ）の周波数に変換する
。
２の他方入力端子にはＭ／ＩＹ・ｆｚなる周波数の信号
が印加され、その出力周波数は（ＭＡ−ｆｚ−ｆ］０）
となる。この周波数の信号は第２の周波数変換回路１７
に印加され、第２の周波数変換回路１７は、第２の局部
発振周波数発生回路１８の出力を用いて上記入力周波数
をｆｚｏ −（林・ｆｚ−ｆｌｏ）の周波数に変換する
。
この周波数を、前述の分周器２１で１７／Ｎ分周し。
かつＭ逓倍した周波数と等しい。
このことから
し。
ｆｚ＝−−（ｆｌｏ ＋ ｆｚｏ ）−＝−（４）を得
る。
る。
Ｍ＋１
ここで、Ｍ；＞ＮＫ段設定ると、ＱＤＰＳＫ復調器２０
の出力周波数ｆｚの周波数変動は軽減される。
の出力周波数ｆｚの周波数変動は軽減される。
とのよ５に、この発明に係る周波数変換回路をＱ Ｄ
Ｐ ’Ｓ Ｋ復調の復調のためのキャリアを再生するの
に適用すると、ベースバンド信号は安定し、アイ開口率
の劣化が軽減できビット誤まりも防止し得る。
Ｐ ’Ｓ Ｋ復調の復調のためのキャリアを再生するの
に適用すると、ベースバンド信号は安定し、アイ開口率
の劣化が軽減できビット誤まりも防止し得る。
第５図は、第４図中のＱＤＰＳＫ復調器２０の入力周波
数と出力周波数との周波数関係を示した周波数特性図で
あり、上記復調器２０の中心周波数はｆｏであり２周波
数引込範囲の下限周波数はｆｏ−＝ｆｂであり、上限周
波数はｆｏ＋ｆａである。
数と出力周波数との周波数関係を示した周波数特性図で
あり、上記復調器２０の中心周波数はｆｏであり２周波
数引込範囲の下限周波数はｆｏ−＝ｆｂであり、上限周
波数はｆｏ＋ｆａである。
なお同図中、一点鎖線はＱＤＰＳＫ復調器の検波特性で
あり、いま上記Ｑ Ｊ） Ｐ Ｓ Ｋ復調器の入力周波
数がずれて上記第２の周波数変換回路１７の出入周波数
がｆｃとなったとすると、ＱＤＰＳＫ ６．２調器での
再生キャリアの周波数はｆｃとなる。
あり、いま上記Ｑ Ｊ） Ｐ Ｓ Ｋ復調器の入力周波
数がずれて上記第２の周波数変換回路１７の出入周波数
がｆｃとなったとすると、ＱＤＰＳＫ ６．２調器での
再生キャリアの周波数はｆｃとなる。
このように、第２３図及び第４図にオした実施例 ４・
において、上記第２の周波数変換回路１７の出力周波数
の変動を（ｆｏ −ｆｂ ）から（ｆｏ十ｆｃＬ）の周
波数の範囲に抑えられれば、ＱＤＰＳＫ復調器における
ビット誤りが軽減される。この発明に係る周波数変換回
路では周波数変動の抑圧が。
において、上記第２の周波数変換回路１７の出力周波数
の変動を（ｆｏ −ｆｂ ）から（ｆｏ十ｆｃＬ）の周
波数の範囲に抑えられれば、ＱＤＰＳＫ復調器における
ビット誤りが軽減される。この発明に係る周波数変換回
路では周波数変動の抑圧が。
分周比の設定値により所望のＭ度でなされる。
これにより、実質的に周波数変換回路の実効的な引込み
範囲を拡大し得９周波数変換された信号なＱＤＰＳＫ復
調におけるキャリア再生を行なった場合にあってもビッ
ト誤まりを軽減し得るう 〔発明の効果〕 以上の記載から明らかなよう釦、この発明に係る周波数
変換回路によれば２局部発振周波数発生回路の出力周波
数の変動にも拘らず周波変動の極めて少ない信号を出力
する周波数変換回路が提供される。また１周波数の引込
み範囲も実質的に広がり、系自体も安定な周波数変換回
路を提供し得るものである。
範囲を拡大し得９周波数変換された信号なＱＤＰＳＫ復
調におけるキャリア再生を行なった場合にあってもビッ
ト誤まりを軽減し得るう 〔発明の効果〕 以上の記載から明らかなよう釦、この発明に係る周波数
変換回路によれば２局部発振周波数発生回路の出力周波
数の変動にも拘らず周波変動の極めて少ない信号を出力
する周波数変換回路が提供される。また１周波数の引込
み範囲も実質的に広がり、系自体も安定な周波数変換回
路を提供し得るものである。
第１図は、この発明の概要を示す回路図、第２図は従来
の周波数変換回路図を示す回路図、第３図及び第４図は
この発明に係る周波数変換回路の実施例を示す回路図、
第５図は第４図の動作を説明するに供する特性図である
。 １２・・−・・・第１の周波数変換器。 １３・・・・・・電圧制御形発振器。 １７・・・・・・第２の周波数変換器。 １５１・・・・・・位相比較回路。 １５・・・・・ＰＬＬ回路。 代理人弁理士 則 近 憲 佑 第 ２ 図 第 ３ 図
の周波数変換回路図を示す回路図、第３図及び第４図は
この発明に係る周波数変換回路の実施例を示す回路図、
第５図は第４図の動作を説明するに供する特性図である
。 １２・・−・・・第１の周波数変換器。 １３・・・・・・電圧制御形発振器。 １７・・・・・・第２の周波数変換器。 １５１・・・・・・位相比較回路。 １５・・・・・ＰＬＬ回路。 代理人弁理士 則 近 憲 佑 第 ２ 図 第 ３ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１の周波数で伝送される周波数変換すべき第１の信号
が印加される入力端子と、 この入力端子に印加された信号周波数が第１の周波数で
ある前記第１の信号が一方入力端子に入力され、他方入
力端子に信号周波数が第２の周波数で発振する電圧制御
形発振器の出力側の第２の信号が入力されて、信号周波
数が前記第１の周波数と第２の周波数との差分周波数で
ある第３の周波数の第３の信号を出力を第１の周波数変
換器と、この第１の周波数変換器の出力に発生する第３
の信号が一方入力端子に入力され、他方入力端子に第４
の信号として第４の周波数で発振する発振器の出力が入
力され、この第４の周波数と前記第３の周波数の差分周
波数である第５の周波数に周波数変換し出力端子に出力
する第２の周波数変換器と、 この第２の周波数変換器の出力側に得られる周波数が第
５の周波数である第５の信号を一方入力とし、他方入力
として前記電圧制御形発振器の出力側信号が印加され所
定の周波数で位相比較を行なう位相比較回路を有し、前
記電圧制御形発振器の発振周波数を制御するフェーズド
ロック（ＰＬＬ）回路とを少なくとも具備し、 前記入力端子に印加される前記第１の信号の周波数を前
記出力端子に、安定した第５の周波数に周波数変換して
出力する周波数変換回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59137986A JPS6119261A (ja) | 1984-07-05 | 1984-07-05 | 周波数変換回路 |
| KR1019850003792A KR900008477B1 (ko) | 1984-07-05 | 1985-05-31 | 주파수 변환회로 |
| US06/751,235 US4696056A (en) | 1984-07-05 | 1985-07-02 | Frequency converting circuit |
| DE19853524146 DE3524146A1 (de) | 1984-07-05 | 1985-07-05 | Frequenzwandlerschaltung |
| CA000486354A CA1233887A (en) | 1984-07-05 | 1985-07-05 | Frequency converting circuit |
| GB08517076A GB2162007B (en) | 1984-07-05 | 1985-07-05 | Frequency converting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59137986A JPS6119261A (ja) | 1984-07-05 | 1984-07-05 | 周波数変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6119261A true JPS6119261A (ja) | 1986-01-28 |
Family
ID=15211383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59137986A Pending JPS6119261A (ja) | 1984-07-05 | 1984-07-05 | 周波数変換回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4696056A (ja) |
| JP (1) | JPS6119261A (ja) |
| KR (1) | KR900008477B1 (ja) |
| CA (1) | CA1233887A (ja) |
| DE (1) | DE3524146A1 (ja) |
| GB (1) | GB2162007B (ja) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4817197A (en) * | 1986-07-18 | 1989-03-28 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Mobile communication apparatus |
| US4777658A (en) * | 1986-10-21 | 1988-10-11 | The United States Of America As Represented By The United States National Aeronautics & Space Administration | Emergency locating transmitter and receiver system |
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| US4918748A (en) * | 1987-11-09 | 1990-04-17 | Hughes Aircraft Company | Apparatus and method for phase noise and post tuning drift cancellation |
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| US5107522A (en) * | 1990-02-05 | 1992-04-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
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| JPH05152989A (ja) * | 1991-12-02 | 1993-06-18 | Sony Corp | スーパーヘテロダイン受信機 |
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| JPH05268501A (ja) * | 1991-12-27 | 1993-10-15 | Gold Star Co Ltd | 衛星放送受信システム |
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| NL89167C (ja) * | 1950-11-30 | |||
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-
1984
- 1984-07-05 JP JP59137986A patent/JPS6119261A/ja active Pending
-
1985
- 1985-05-31 KR KR1019850003792A patent/KR900008477B1/ko not_active Expired
- 1985-07-02 US US06/751,235 patent/US4696056A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-07-05 CA CA000486354A patent/CA1233887A/en not_active Expired
- 1985-07-05 GB GB08517076A patent/GB2162007B/en not_active Expired
- 1985-07-05 DE DE19853524146 patent/DE3524146A1/de not_active Ceased
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55138951A (en) * | 1979-04-17 | 1980-10-30 | Matsushita Graphic Commun Syst Inc | Carrier wave regeneration device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4696056A (en) | 1987-09-22 |
| CA1233887A (en) | 1988-03-08 |
| KR860001637A (ko) | 1986-03-20 |
| GB2162007A (en) | 1986-01-22 |
| DE3524146A1 (de) | 1986-01-16 |
| GB8517076D0 (en) | 1985-08-14 |
| KR900008477B1 (ko) | 1990-11-22 |
| GB2162007B (en) | 1988-07-20 |
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