JPS61206015A - サイリスタを用いた交流電力制御方法 - Google Patents
サイリスタを用いた交流電力制御方法Info
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- JPS61206015A JPS61206015A JP4666685A JP4666685A JPS61206015A JP S61206015 A JPS61206015 A JP S61206015A JP 4666685 A JP4666685 A JP 4666685A JP 4666685 A JP4666685 A JP 4666685A JP S61206015 A JPS61206015 A JP S61206015A
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- pulse
- counter
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- thyristor
- microcomputer
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 18
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 abstract description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はサイリスタを用い九交流電力制御方法に関し、
特に、サイリスタのｆ−１に与えられる点弧用トリガフ
４ルスの発生タイミングをマイクロコンピュータにより
選定しつるようにした交流電力制御方法に関する。
特に、サイリスタのｆ−１に与えられる点弧用トリガフ
４ルスの発生タイミングをマイクロコンピュータにより
選定しつるようにした交流電力制御方法に関する。
従来から、負荷に供給される交流電力を制御する場合に
、負荷と交流電源との間にサイリスタを接続し、このサ
イリスタのｒ−トに与えられる点弧用トリガノＪ？ルス
の発生タイミングを変えることにより、負荷に供給され
る交流電力を制御する方法が汎〈採用されている。
、負荷と交流電源との間にサイリスタを接続し、このサ
イリスタのｒ−トに与えられる点弧用トリガノＪ？ルス
の発生タイミングを変えることにより、負荷に供給され
る交流電力を制御する方法が汎〈採用されている。
第２図はこのような制御方法が適用され念、例えば電気
炉のヒータ制御装置のような従来の交流電力制御装置を
示すブロック・ダイヤグラムである。負荷１と交流電源
２との間に互いに逆方向知接続されたサイリスタ３ａ、
３ｂの各ｒ−トに、トリガパルス発生回路４からトリガ
パルスが与、ｔられる。トリが・２ルス発生回路４は、
単接合トランジスタ（ＵＪＴ）またはプログラマブル単
接合トランジスタ（ＰＵＴ）等のｆ−１）リガ素子およ
びＣＲ素子よりなる弛張発振回路５と、ノヤルス増幅器
６と、交流電源２における交流電圧がゼロとなる時点を
検出して、この時点に同期した電源同期パルスＰ。を発
振回路５に供給するための零位相同期１？ルス発生回路
７とにより構成されている。
炉のヒータ制御装置のような従来の交流電力制御装置を
示すブロック・ダイヤグラムである。負荷１と交流電源
２との間に互いに逆方向知接続されたサイリスタ３ａ、
３ｂの各ｒ−トに、トリガパルス発生回路４からトリガ
パルスが与、ｔられる。トリが・２ルス発生回路４は、
単接合トランジスタ（ＵＪＴ）またはプログラマブル単
接合トランジスタ（ＰＵＴ）等のｆ−１）リガ素子およ
びＣＲ素子よりなる弛張発振回路５と、ノヤルス増幅器
６と、交流電源２における交流電圧がゼロとなる時点を
検出して、この時点に同期した電源同期パルスＰ。を発
振回路５に供給するための零位相同期１？ルス発生回路
７とにより構成されている。
第３図Ａは交流電源２における交流電圧波形、第６図Ｂ
は電源同期パルスＰ。、第６図Ｃは発振回路５から発生
するトリガパルスＰＴで、このトリがノンルスＰＴがパ
ルス増幅器６で増幅されてサイリスタ３ａ、３ｂのゲー
トに分配され、これにより負荷１の両端に第６図りに示
すような波形の電圧が得られる。なお、第３図における
ダはトリガパルスＰＴの発生タイミングに対応した位相
角、θは点弧角であシφ＋θ＝πである。位相角ダはト
リガパルス発生回路４の発振回路５に外部から与えられ
る直流制御電圧によって制御され、第２図の８はこの制
御電圧を発生するだめの調節計である。この調節計は、
従来ＰＩＤ演算増幅器を有するアナログ式のものが用い
られていたが、最近は直接デジタル演算制御装置（以下
ＤＤＣと言う）が用いられている。すなわち、入力端子
９から入力されたアナログ制御量はＡ−Ｄコンバータ１
０によってデジタル化された後、マイクロコンピュータ
１１で演算されて所要の位相角φが決定され、この所要
の位相角φをあられすデジタル信号がＤ−Ａコンバータ
１２でアナログ値に変換されてトリだパルス発生回路４
に加えられ、これによシ所要の位相角φを有するトリガ
フ４ルスがサイリスタ３ａ、３ｂのｆ−）に与えられる
。トリガパルス発生回路４０制御入力電圧対出力特性に
は、（ａ）位相角直線形および（ｂ）電力直線形があシ
、０）の位相角直線形は充電用コンデンサを直流定電流
駆動することによシ実現でき、（ｂ）の電力直線形は特
に広範囲な温度制御を必要とする電気炉の制御用等に用
いられる。
は電源同期パルスＰ。、第６図Ｃは発振回路５から発生
するトリガパルスＰＴで、このトリがノンルスＰＴがパ
ルス増幅器６で増幅されてサイリスタ３ａ、３ｂのゲー
トに分配され、これにより負荷１の両端に第６図りに示
すような波形の電圧が得られる。なお、第３図における
ダはトリガパルスＰＴの発生タイミングに対応した位相
角、θは点弧角であシφ＋θ＝πである。位相角ダはト
リガパルス発生回路４の発振回路５に外部から与えられ
る直流制御電圧によって制御され、第２図の８はこの制
御電圧を発生するだめの調節計である。この調節計は、
従来ＰＩＤ演算増幅器を有するアナログ式のものが用い
られていたが、最近は直接デジタル演算制御装置（以下
ＤＤＣと言う）が用いられている。すなわち、入力端子
９から入力されたアナログ制御量はＡ−Ｄコンバータ１
０によってデジタル化された後、マイクロコンピュータ
１１で演算されて所要の位相角φが決定され、この所要
の位相角φをあられすデジタル信号がＤ−Ａコンバータ
１２でアナログ値に変換されてトリだパルス発生回路４
に加えられ、これによシ所要の位相角φを有するトリガ
フ４ルスがサイリスタ３ａ、３ｂのｆ−）に与えられる
。トリガパルス発生回路４０制御入力電圧対出力特性に
は、（ａ）位相角直線形および（ｂ）電力直線形があシ
、０）の位相角直線形は充電用コンデンサを直流定電流
駆動することによシ実現でき、（ｂ）の電力直線形は特
に広範囲な温度制御を必要とする電気炉の制御用等に用
いられる。
ところで上述した従来の交流電力制御方法においては、
そのトリガパルス発生回路４がアナログ信号によって制
御されるため、以下に述べるような欠点がある。すなわ
ち、 （１） 制御入力電圧対出力特性を目標とする制御範
囲に合せるためには、回路素子のバラツキ（コンデンサ
の容量精度、抵抗の精度、スイッチ素子のターンオン電
圧等）や電源電圧誤差等を補正しなければならない。そ
のため半固定抵抗器によって、上限および下限を個別に
調整する必要がある。
そのトリガパルス発生回路４がアナログ信号によって制
御されるため、以下に述べるような欠点がある。すなわ
ち、 （１） 制御入力電圧対出力特性を目標とする制御範
囲に合せるためには、回路素子のバラツキ（コンデンサ
の容量精度、抵抗の精度、スイッチ素子のターンオン電
圧等）や電源電圧誤差等を補正しなければならない。そ
のため半固定抵抗器によって、上限および下限を個別に
調整する必要がある。
（２）この入出力特性は周囲温度や電源電圧により変動
を受けるので、部分的な帰還回路やダイオードを用いて
補償を行なわなければならない。
を受けるので、部分的な帰還回路やダイオードを用いて
補償を行なわなければならない。
（３）上記（υ、（２）の理由により、回路全体が複雑
になりかつ調整を要するので高価になる。
になりかつ調整を要するので高価になる。
（４）マイクロコンピュータ１１のデジタル出力を再び
アナログ信号に変換しなければならす 合理的でない。
アナログ信号に変換しなければならす 合理的でない。
そこで本発明は、上述した従来のサイリスタを用いた電
力制御方法の欠点を一掃した新規なこの種の電力制御方
法を提供することを目的とし、マイクロコンぎエータを
用いてそれに入力された制御データにもとづいて、サイ
リスタのｙ−トに与える点弧用トリガパルスの発生タイ
ミングに対応した位相角を演算して決定し、交流電源か
らの交流電圧−が零となる時点に同期した電源同期・ぐ
ルスを前記マイクロコンピュータに割込信号として与え
、この割込信号が与えられた時点から前記決定された位
相角に相当するクロック、４１ルス数をカウントし、こ
のカウント結果にもとづいて前記点弧用トリガパルスを
得るようにしたものである。
力制御方法の欠点を一掃した新規なこの種の電力制御方
法を提供することを目的とし、マイクロコンぎエータを
用いてそれに入力された制御データにもとづいて、サイ
リスタのｙ−トに与える点弧用トリガパルスの発生タイ
ミングに対応した位相角を演算して決定し、交流電源か
らの交流電圧−が零となる時点に同期した電源同期・ぐ
ルスを前記マイクロコンピュータに割込信号として与え
、この割込信号が与えられた時点から前記決定された位
相角に相当するクロック、４１ルス数をカウントし、こ
のカウント結果にもとづいて前記点弧用トリガパルスを
得るようにしたものである。
第１図は本発明の方法を適用した電力制御装置の一例を
示し、第２図との対応部分には同一の符号を付しである
。第１図において、入力端子９から入力されたアナログ
制御量はＡ−Ｄコンパータ１０でデジタル量に変換され
、マイクロコンピュータｌＩＫ取シとまれる。マイクロ
コンピュータ１１では、目標値との差をとって比例、積
分、微分（ＰＩＤ）演算が施され、その演算結果は操作
信号となり、サイリスタのゲートトリガ位相角φの変換
計算が行なわれる。この計算の結果得られる位相角デー
タは、プログラマブル・カウンタ２０に与えられ、計算
された位相角グに相当するクロックパルス数がカウント
される。
示し、第２図との対応部分には同一の符号を付しである
。第１図において、入力端子９から入力されたアナログ
制御量はＡ−Ｄコンパータ１０でデジタル量に変換され
、マイクロコンピュータｌＩＫ取シとまれる。マイクロ
コンピュータ１１では、目標値との差をとって比例、積
分、微分（ＰＩＤ）演算が施され、その演算結果は操作
信号となり、サイリスタのゲートトリガ位相角φの変換
計算が行なわれる。この計算の結果得られる位相角デー
タは、プログラマブル・カウンタ２０に与えられ、計算
された位相角グに相当するクロックパルス数がカウント
される。
一方マイクロコンピュータ１１のＣＰＵには、零位相同
期パルス発生回路７から第４図Ｂに示す電源同期パルス
Ｐ。が割込信号として印加される。
期パルス発生回路７から第４図Ｂに示す電源同期パルス
Ｐ。が割込信号として印加される。
零位相同期パルス発生回路７は交流電源２の交流電流を
全波整流し、整形して第４図Ｂに示すような電源同期ノ
ＩルスＰ。を発生する。マイクロコンピュータ１１は零
位相同期パルス発生回路７から与えられた割込信号によ
シ、プログラマブル・カウンタ２０に対してカウント量
ｎをセットするプログラムが実行され、あらか−じめ計
算されたｎの値をカウンタ２０にセットする。カウンタ
２０はクロックパルスＣＰをそのセットされた値だけカ
ウントダウンする。カウンタ２０の動作は第４図に示さ
れており、第４図ＡはクロックパルスＣＰを、第４図Ｂ
は割込信号としての電源同期パルスＰｏを、第４図Ｃは
カウンタ２０にカウント量ｎをセットするタイミングお
よびカウントダウン状況をそれぞれ示す波形図である。
全波整流し、整形して第４図Ｂに示すような電源同期ノ
ＩルスＰ。を発生する。マイクロコンピュータ１１は零
位相同期パルス発生回路７から与えられた割込信号によ
シ、プログラマブル・カウンタ２０に対してカウント量
ｎをセットするプログラムが実行され、あらか−じめ計
算されたｎの値をカウンタ２０にセットする。カウンタ
２０はクロックパルスＣＰをそのセットされた値だけカ
ウントダウンする。カウンタ２０の動作は第４図に示さ
れており、第４図ＡはクロックパルスＣＰを、第４図Ｂ
は割込信号としての電源同期パルスＰｏを、第４図Ｃは
カウンタ２０にカウント量ｎをセットするタイミングお
よびカウントダウン状況をそれぞれ示す波形図である。
プログラマブル・カウンタ２０におけるカウントダウン
が終了すると、このカウンタ２０から出力が発生し、・
母ルス増幅器６に与えられる。−ぐルス増幅器６では、
カウンタ２０の出力の変化点をノＪ？ルス化し、それを
増幅し、サイリスタ３ａ、 ３ｂのｆ−）へ点弧用トリ
ガ／４’ルスとして分配する。
が終了すると、このカウンタ２０から出力が発生し、・
母ルス増幅器６に与えられる。−ぐルス増幅器６では、
カウンタ２０の出力の変化点をノＪ？ルス化し、それを
増幅し、サイリスタ３ａ、 ３ｂのｆ−）へ点弧用トリ
ガ／４’ルスとして分配する。
クロックパルスＣＰは外部から与えられるが、その周期
はサイリスタの位相角φの制御に必要とされる分解能に
応じて決定すればよい。例えば、５０Ｈｚの交流の半周
期は１０ｒｎＳであるが、これはサイリスタの全位相制
御幅（π）である。したがって、暑ｏｏの分解能で制御
を行なうのに必要なりロックノ９ルスＣＰの周期は１０
０μｓとなり、カウント量ｎが「５０」の場合、サイリ
スタのｒ−トリガパルスの位相遅延時間は１００μｓ×
５０＝５ｍＳとなる。
はサイリスタの位相角φの制御に必要とされる分解能に
応じて決定すればよい。例えば、５０Ｈｚの交流の半周
期は１０ｒｎＳであるが、これはサイリスタの全位相制
御幅（π）である。したがって、暑ｏｏの分解能で制御
を行なうのに必要なりロックノ９ルスＣＰの周期は１０
０μｓとなり、カウント量ｎが「５０」の場合、サイリ
スタのｒ−トリガパルスの位相遅延時間は１００μｓ×
５０＝５ｍＳとなる。
次に、プログラマブル・カウンタ２０にセットされるカ
ウント量ｎの計算方法について以下に説明する。いまマ
イクロコンピュータ１１におｆｆル演算結果をＸとする
と、このＸの値で位相角グを制御すればよいことになる
。一般にフィードバック制御系において、Ｘは操作量と
呼ばれ、Ｘが最大値Ｘをとるとき、サイリスタの制御出
力電圧が最大となるように設計される。この場合、ｘ＝
Ｘであれば、位相角φ＝０、点弧角θ＝πとなる。
ウント量ｎの計算方法について以下に説明する。いまマ
イクロコンピュータ１１におｆｆル演算結果をＸとする
と、このＸの値で位相角グを制御すればよいことになる
。一般にフィードバック制御系において、Ｘは操作量と
呼ばれ、Ｘが最大値Ｘをとるとき、サイリスタの制御出
力電圧が最大となるように設計される。この場合、ｘ＝
Ｘであれば、位相角φ＝０、点弧角θ＝πとなる。
いま全位相制御幅（π）の時間をＮ等分するものとし、
カウンタ２０には周期１０ｍ５／ＮのクロックパルスＣ
Ｐを印加するものとする。−例として操作量ｘＫ一対し
て点弧角直線制御方式Ｃｘｏｃθ）を適用する場合につ
いてみると、カウンタ２０にセットされるカウント量は
下記の（１）式であられされる。
カウンタ２０には周期１０ｍ５／ＮのクロックパルスＣ
Ｐを印加するものとする。−例として操作量ｘＫ一対し
て点弧角直線制御方式Ｃｘｏｃθ）を適用する場合につ
いてみると、カウンタ２０にセットされるカウント量は
下記の（１）式であられされる。
ｎ ＝Ｎ、（１−−） ・山・・・・・・・・・・・
（１１ここでｘ＝Ｘのときはｎ＝ｏとなるが、これでは
カウンタ２０から）！ルス出力が得られないことがある
のでその場合はカウンタ２０にｎ＝＝１をセットする。
（１１ここでｘ＝Ｘのときはｎ＝ｏとなるが、これでは
カウンタ２０から）！ルス出力が得られないことがある
のでその場合はカウンタ２０にｎ＝＝１をセットする。
またＸに対して電力直線制御方式を適用する場合は、（
Ｉ）式に代って下記の（２）式を用いてカウント量ｎを
算出すればよい。
Ｉ）式に代って下記の（２）式を用いてカウント量ｎを
算出すればよい。
以上の説明で本発明によるサイリスタを用いた交流電力
制御方法が明らかとなったが、本発明によれば下記の効
果を得ることができる。
制御方法が明らかとなったが、本発明によれば下記の効
果を得ることができる。
（１）サイリスタのトリガパルスの位相制御値が直接デ
ジタル値で計算されるので、誤差要因がなく、正確な制
御が可能になる。
ジタル値で計算されるので、誤差要因がなく、正確な制
御が可能になる。
（２）制御範囲の設定要因に、半導体素子やＣＲ素子の
特性のバラツキに起因する要素が入らず、したがってそ
れらを個別に調整するための回路が不要となる。
特性のバラツキに起因する要素が入らず、したがってそ
れらを個別に調整するための回路が不要となる。
（３）温度や電源電圧の変動の影響を受けない。
（４）マイクロコンピュータおよびその周辺回路がその
まま利用でき、回路が簡略化できる上にＤ−Ａコンバー
タ等の高価な部品が不要となるため、全体として制御回
路を安価に構成できる。
まま利用でき、回路が簡略化できる上にＤ−Ａコンバー
タ等の高価な部品が不要となるため、全体として制御回
路を安価に構成できる。
第１図は本発明によるサイリスタを用いた交流電力制御
方法を適用した制御装置のブロックダイヤグラム、第２
図は従来のサイリスタを用いた交流電力制御方法を適用
した制御装置のブロックダイヤグラム、第３図Ａ〜Ｄは
サイリスタの点弧用トリガ／４’ルスの位相制御方法を
説明する波形図、第４図Ａ〜Ｃは本発明におけるプログ
ラマブルカウンタの動作を説明する波形図である。 図面において、１は負荷、２は交流電源、３ａ、３ｂは
サイリスタ、６はパルス増幅器、７は零位相同期・やル
ス発生回路、ｌＯはＡ−Ｄ変換器、１１はマイクロコン
ピュータ、２０はプログラマブル・カウンタをそれぞれ
示す。 第２図
方法を適用した制御装置のブロックダイヤグラム、第２
図は従来のサイリスタを用いた交流電力制御方法を適用
した制御装置のブロックダイヤグラム、第３図Ａ〜Ｄは
サイリスタの点弧用トリガ／４’ルスの位相制御方法を
説明する波形図、第４図Ａ〜Ｃは本発明におけるプログ
ラマブルカウンタの動作を説明する波形図である。 図面において、１は負荷、２は交流電源、３ａ、３ｂは
サイリスタ、６はパルス増幅器、７は零位相同期・やル
ス発生回路、ｌＯはＡ−Ｄ変換器、１１はマイクロコン
ピュータ、２０はプログラマブル・カウンタをそれぞれ
示す。 第２図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、負荷に供給される交流電力を、サイリスタのゲート
に与えられる点弧用トリガパルスの発生タイミングを変
えることにより制御する方法において、 前記トリガパルスの発生タイミングに対応した位相角を
、マイクロコンピュータによりそれに入力された制御デ
ータにもとづいて演算して決定し、前記負荷に接続され
た交流電源からの交流電圧が零となる時点に同期した電
源同期パルスを前記交流電源から得て、この同期パルス
を前記マイクロコンピュータに割込信号として与え、 前記マイクロコンピュータからの指令にもとづいて作動
するカウンタを用いて、前記割込信号が与えられた時点
から前記決定された位相角に相当するクロックパルス数
をカウントし、 このカウントの結果にもとづいて前記トリガパルスを得
ることを特徴とするサイリスタによる交流電力制御方法
。 ２、前記カウンタがプログラマプル・カウンタよりなる
特許請求の範囲第１項記載の方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4666685A JPS61206015A (ja) | 1985-03-11 | 1985-03-11 | サイリスタを用いた交流電力制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4666685A JPS61206015A (ja) | 1985-03-11 | 1985-03-11 | サイリスタを用いた交流電力制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61206015A true JPS61206015A (ja) | 1986-09-12 |
Family
ID=12753671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4666685A Pending JPS61206015A (ja) | 1985-03-11 | 1985-03-11 | サイリスタを用いた交流電力制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61206015A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004249104A (ja) * | 2003-02-18 | 2004-09-09 | Kaltenbach & Voigt Gmbh & Co Kg | 歯科用ハンドピースの制御回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5771023A (en) * | 1980-10-22 | 1982-05-01 | Hitachi Seiko Ltd | Controlling method for alternating-current voltage phase |
-
1985
- 1985-03-11 JP JP4666685A patent/JPS61206015A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5771023A (en) * | 1980-10-22 | 1982-05-01 | Hitachi Seiko Ltd | Controlling method for alternating-current voltage phase |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004249104A (ja) * | 2003-02-18 | 2004-09-09 | Kaltenbach & Voigt Gmbh & Co Kg | 歯科用ハンドピースの制御回路 |
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