JPS61207973A - 相関式時間差計 - Google Patents
相関式時間差計Info
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- JPS61207973A JPS61207973A JP60048398A JP4839885A JPS61207973A JP S61207973 A JPS61207973 A JP S61207973A JP 60048398 A JP60048398 A JP 60048398A JP 4839885 A JP4839885 A JP 4839885A JP S61207973 A JPS61207973 A JP S61207973A
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- correlation function
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
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- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor
- G06G7/19—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals or correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions
- G06G7/1928—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals or correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions for forming correlation integrals; for forming convolution integrals
- G06G7/1935—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals or correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions for forming correlation integrals; for forming convolution integrals by converting at least one the input signals into a two level signal, e.g. polarity correlators
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
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- Measuring Phase Differences (AREA)
- Measurement Of Unknown Time Intervals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は相関式時間差計に関するものであり。
％に、互に相関を有するコ個のアナログ入力信号間の相
対的時間差を計測するための相関式時間差計に関するも
のである。
対的時間差を計測するための相関式時間差計に関するも
のである。
第２図および第３図忙は、従来のこの種の相関式時間差
計の構成が例示されている。こ１ｃ示される従来例は、
入力されるアナログ信号をコ値化し、その積算のために
エクスクルーシプノ７（ＨＸ−ＮＯＰ）が用いられた形
式のものである。先ず。
計の構成が例示されている。こ１ｃ示される従来例は、
入力されるアナログ信号をコ値化し、その積算のために
エクスクルーシプノ７（ＨＸ−ＮＯＰ）が用いられた形
式のものである。先ず。
第２図には、相関式時間差計で用いられる相関関数演算
器（１００）の構成が例示されている。この第２図にお
いては、（１）はクロック発振器％Ｃ２）はカウンタ、
（３）および（ｌＩ）はコンパレータ、 （！ｒ＋はシ
フトレジスタ、（６）はマルチプレクサ、（り）はラッ
キ、（ｔ）はエクスクル−シブノアゲート、（９１はメ
モリである。
器（１００）の構成が例示されている。この第２図にお
いては、（１）はクロック発振器％Ｃ２）はカウンタ、
（３）および（ｌＩ）はコンパレータ、 （！ｒ＋はシ
フトレジスタ、（６）はマルチプレクサ、（り）はラッ
キ、（ｔ）はエクスクル−シブノアゲート、（９１はメ
モリである。
以下、その動作について説明する。カウンタ（２）は、
クロック発振器（１）からの出力信号に基づき、マルチ
プレクサ（６）およびメモリＣデ）に対するアドレス信
号、シフトレジスタ（、ｔｌ Ｋ対するシフト信号、ラ
ッチ（り）に対するラッチ信号、および、メモリ（デ）
に対する続出し／書込み（Ｒ／Ｗ）信号を発生する。こ
のカウンタ（Ｊ）は、シフトレジスタ（！１の段故に相
当するビット数をプリセット数とするプリセットカウン
タであり、そのフルカウントに達する毎に発生されるキ
ャリー信号（ｃＯ）が上記されたシフト信号およびラッ
チ信号として使用される。
クロック発振器（１）からの出力信号に基づき、マルチ
プレクサ（６）およびメモリＣデ）に対するアドレス信
号、シフトレジスタ（、ｔｌ Ｋ対するシフト信号、ラ
ッチ（り）に対するラッチ信号、および、メモリ（デ）
に対する続出し／書込み（Ｒ／Ｗ）信号を発生する。こ
のカウンタ（Ｊ）は、シフトレジスタ（！１の段故に相
当するビット数をプリセット数とするプリセットカウン
タであり、そのフルカウントに達する毎に発生されるキ
ャリー信号（ｃＯ）が上記されたシフト信号およびラッ
チ信号として使用される。
対象とされる一個のアナ胃グ信号は夫々コンパレータ（
ｊ）および（すに人力され、夫々の極性の正負に依存し
て、正極性のときは″／’ｋ、また、負極性のときは＠
Ｑ″になるように、ａ値化した信号が出力される。コン
パレータ（，７）および（り］からの前記コ直化した出
力信号は、夫々に、カウンタ（２）がフルカウントに達
する毎に発生するキャリー信号（ＣＯ）によってシフト
レジスタ（３）およびラッテ（７）に取込まれる。この
シフトレジスタ（ｊｌＫは、そはビット数とキャリー信
号と等価なシフト信号の周期の積忙相当する時間の過去
のデータが蓄積される。一方、キャリー信号の一周期の
間に、カウンタ（２）は、マルチプレクサ（Ａ）Ｉｃ対
するアドレス信号をシフトレジスタ（３）の先頭から末
尾まで順次に増加させ、これにともなって、シフトレジ
スタ（Ｊｌ中のデータが順次に続出され、マルチプレク
サ（Ｊｌを介し【エクスクル−シブノア（７１に送られ
る。エクスクル−シブノア（７１はラッチ（り）からの
出方信号をも受入れており、これとマルチプレクサ（６
）からの出力信号とを比較して１両者が一致していると
きには′″ｌ′″を出力し、不一致であるときには＠０
”を出力する。いま、−個のアナログ信号の中でコンパ
レータ（、？）Ｋ対するアナログ信号が先行して入力さ
れているものとすると、マルチプレクサ（６）がシフト
レジスタ（７１のデータの中でこの先行時間に対応する
アドレスの付近を続出している時に一個の入力信号が一
致する確率が高くなり、このため。
ｊ）および（すに人力され、夫々の極性の正負に依存し
て、正極性のときは″／’ｋ、また、負極性のときは＠
Ｑ″になるように、ａ値化した信号が出力される。コン
パレータ（，７）および（り］からの前記コ直化した出
力信号は、夫々に、カウンタ（２）がフルカウントに達
する毎に発生するキャリー信号（ＣＯ）によってシフト
レジスタ（３）およびラッテ（７）に取込まれる。この
シフトレジスタ（ｊｌＫは、そはビット数とキャリー信
号と等価なシフト信号の周期の積忙相当する時間の過去
のデータが蓄積される。一方、キャリー信号の一周期の
間に、カウンタ（２）は、マルチプレクサ（Ａ）Ｉｃ対
するアドレス信号をシフトレジスタ（３）の先頭から末
尾まで順次に増加させ、これにともなって、シフトレジ
スタ（Ｊｌ中のデータが順次に続出され、マルチプレク
サ（Ｊｌを介し【エクスクル−シブノア（７１に送られ
る。エクスクル−シブノア（７１はラッチ（り）からの
出方信号をも受入れており、これとマルチプレクサ（６
）からの出力信号とを比較して１両者が一致していると
きには′″ｌ′″を出力し、不一致であるときには＠０
”を出力する。いま、−個のアナログ信号の中でコンパ
レータ（、？）Ｋ対するアナログ信号が先行して入力さ
れているものとすると、マルチプレクサ（６）がシフト
レジスタ（７１のデータの中でこの先行時間に対応する
アドレスの付近を続出している時に一個の入力信号が一
致する確率が高くなり、このため。
エクスクル−シブノア（ｆ）の出力が＠ｌ”になる確率
が高いこと忙なる。これに対し、別異の時間帯では、相
関が低くなるため忙前記出力が１１”になる確率は低く
なる。すなわち、エクスクル−シブノア（ｆ）の出力は
、−個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間差
に対応する時間帯で平均筐が増加する・この出力の変化
は、ある時間差で入力される一個のアナログ信号の相互
相関関数を近似的に表わしている。この相関関数が最大
となる時間帯、言いかえればシフトレジスタ上の対応す
るアドレスを知ることにより、前記−個のアナログが入
力されるときの相互の時間差を知ることができる。ただ
し、マルチプレクサ（６）の−回のスキャンだけでは、
得られた相関関数の精度が低いために、前記−回のスキ
ャン毎の演算結果をメモリ（９）により累積的に加算し
、これを平均化すること忙よってその精度を向上させる
。
が高いこと忙なる。これに対し、別異の時間帯では、相
関が低くなるため忙前記出力が１１”になる確率は低く
なる。すなわち、エクスクル−シブノア（ｆ）の出力は
、−個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間差
に対応する時間帯で平均筐が増加する・この出力の変化
は、ある時間差で入力される一個のアナログ信号の相互
相関関数を近似的に表わしている。この相関関数が最大
となる時間帯、言いかえればシフトレジスタ上の対応す
るアドレスを知ることにより、前記−個のアナログが入
力されるときの相互の時間差を知ることができる。ただ
し、マルチプレクサ（６）の−回のスキャンだけでは、
得られた相関関数の精度が低いために、前記−回のスキ
ャン毎の演算結果をメモリ（９）により累積的に加算し
、これを平均化すること忙よってその精度を向上させる
。
次ニ、第３図には、前記第２図に示されている相１１１
関数演算器を含む相関式時間差計の概略構成が示されて
いる。この第３図において、（ｔｏＯ）は相関関数演算
器、（２ｏ（１７’）は所定のマイクロプロセッサのよ
うな計算機、（Ｊθ０）はデータバスである。こ又で、
計算機（コ００）の有する主な機能は、相関関数演算器
（／（７１！７）で得られた相関関数のピーク位置を決
定することである。この計算機（コ００）は、相関関数
演算器（１００）をくり返し駆動し、メモリ（デ）（第
２図）に蓄積された相関関数をさらに積算して精度を向
上させる。これＫより十分な精度が得られてから、相関
関数のピーク位置を算出する。このピーク位置の算出は
、放物線関数や正規分布関数等によるフィッティングま
たは重心計算等によって行われる。このようにして得ら
れた相関関数のピーク位置をシフトレジスタ（３）（第
一図）上のアドレスで表わした数値とカウンタ（２）（
第２図）のキャリー信号周期との積が、対象とされる２
個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間差とな
る。
関数演算器を含む相関式時間差計の概略構成が示されて
いる。この第３図において、（ｔｏＯ）は相関関数演算
器、（２ｏ（１７’）は所定のマイクロプロセッサのよ
うな計算機、（Ｊθ０）はデータバスである。こ又で、
計算機（コ００）の有する主な機能は、相関関数演算器
（／（７１！７）で得られた相関関数のピーク位置を決
定することである。この計算機（コ００）は、相関関数
演算器（１００）をくり返し駆動し、メモリ（デ）（第
２図）に蓄積された相関関数をさらに積算して精度を向
上させる。これＫより十分な精度が得られてから、相関
関数のピーク位置を算出する。このピーク位置の算出は
、放物線関数や正規分布関数等によるフィッティングま
たは重心計算等によって行われる。このようにして得ら
れた相関関数のピーク位置をシフトレジスタ（３）（第
一図）上のアドレスで表わした数値とカウンタ（２）（
第２図）のキャリー信号周期との積が、対象とされる２
個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間差とな
る。
上記された従来の相関式時間差計は、相関関数のピーク
位置を算出するために、相関関数演算器の後段忙マイク
ロプロセッサのような計算機を備えておかなければなら
ないという問題点があった。
位置を算出するために、相関関数演算器の後段忙マイク
ロプロセッサのような計算機を備えておかなければなら
ないという問題点があった。
また、この従来例によれば、対象とする計測値が間欠的
釦しか得られないという問題点もあった。
釦しか得られないという問題点もあった。
この発明の目的は、上記従来例におけるこのような問題
点を解決するためになされたものであり、相関関数のピ
ーク位置の算出を簡単なアナログ回路によって行うこと
により、そのための計算機を不要釦することができると
共に、対象の計測値が連続的に得られるようｋされた相
関式時間差計を提供することをその目的とするものであ
る。
点を解決するためになされたものであり、相関関数のピ
ーク位置の算出を簡単なアナログ回路によって行うこと
により、そのための計算機を不要釦することができると
共に、対象の計測値が連続的に得られるようｋされた相
関式時間差計を提供することをその目的とするものであ
る。
この発明に係る相関式時間差計は、−個のアナログ入力
信号についての相関関数を計算するための相関関数演算
器と前記相関関数のピーク位置を算出するためのピーク
位置演算器とからなり、前記ピーク位置演算器をなすア
ナログ回路には、少なくとも、前記相関関数演算器に対
する駆動周波数をその中心周波数とするバンドパスフィ
ルタが含まれているものである。
信号についての相関関数を計算するための相関関数演算
器と前記相関関数のピーク位置を算出するためのピーク
位置演算器とからなり、前記ピーク位置演算器をなすア
ナログ回路には、少なくとも、前記相関関数演算器に対
する駆動周波数をその中心周波数とするバンドパスフィ
ルタが含まれているものである。
この発明の相関式時間差計によれば、相関関数演算器か
らの計算出力である相関関数がピーク位置演算器内のバ
ンドパスフィルタにくり返し与えられて、前記相関関数
演算器からの相関関数のピーク位置がこれ忙対応する位
相情報として得られる。
らの計算出力である相関関数がピーク位置演算器内のバ
ンドパスフィルタにくり返し与えられて、前記相関関数
演算器からの相関関数のピーク位置がこれ忙対応する位
相情報として得られる。
第１図には、この発明圧検る相関式時間差計の一実施例
の概略構成が示されている。この第１図において、（１
）はクロック発振器、−）はカウンタ、（、？）および
（り）はコンパレータ、（３］はシフトレジスタ。
の概略構成が示されている。この第１図において、（１
）はクロック発振器、−）はカウンタ、（、？）および
（り）はコンパレータ、（３］はシフトレジスタ。
（６）はマルチプレクサ、（り）はラッチ、（ｔ）はエ
クスクル−シブノア、（１０）および（／ｌ）はラッチ
であ。
クスクル−シブノア、（１０）および（／ｌ）はラッチ
であ。
す、これらにより相１関数演算２１！（／ ａｔ）が構
成される。また、（ｌ２）はバンドパスフィルタＡ／、
７）は微分器、（ｉｐ）はゼロクロス検出器、（ｚｔ）
は時間／電圧変換器、（ｔ＆）はサンプルホールド回路
、そして、（１り）はローパスフィルタであり、これら
によりピーク位置演算器（アナログ回路）（ｔ□２）が
構成される。
成される。また、（ｌ２）はバンドパスフィルタＡ／、
７）は微分器、（ｉｐ）はゼロクロス検出器、（ｚｔ）
は時間／電圧変換器、（ｔ＆）はサンプルホールド回路
、そして、（１り）はローパスフィルタであり、これら
によりピーク位置演算器（アナログ回路）（ｔ□２）が
構成される。
このような構成をもつこの発明の実施例において、クロ
ック発振器（１）からエクスクル−シブノア（ｆｌまで
の動作のし方は、第２図圧水されている従来例の場合と
はｙ同様である。たｙし、この実施例においては、エク
スクル−シブノア（ｆ）の前段に２個のラッチ（ｌＯ）
および（ｌ／）が設けられているが、これはマルチプレ
クサ（６）からの出力とラッチ（７）からの出力との間
のタイミングをそろえるためのものであり、クロック発
振器（／ｌからマルチプレクサ（６）へのアドレス信号
を発生させるための信号’Ｉｔよりわずかに遅れた信号
ダコな用いてこれらのラッチ（１０）、（ｉｔ）の出力
を更新するものである。なお、これらのラッチ（１０）
および（／ｌ）は、信号処理速度が低速であるときには
省略しても差支えない。第２図に示されている従来例は
。
ック発振器（１）からエクスクル−シブノア（ｆｌまで
の動作のし方は、第２図圧水されている従来例の場合と
はｙ同様である。たｙし、この実施例においては、エク
スクル−シブノア（ｆ）の前段に２個のラッチ（ｌＯ）
および（ｌ／）が設けられているが、これはマルチプレ
クサ（６）からの出力とラッチ（７）からの出力との間
のタイミングをそろえるためのものであり、クロック発
振器（／ｌからマルチプレクサ（６）へのアドレス信号
を発生させるための信号’Ｉｔよりわずかに遅れた信号
ダコな用いてこれらのラッチ（１０）、（ｉｔ）の出力
を更新するものである。なお、これらのラッチ（１０）
および（／ｌ）は、信号処理速度が低速であるときには
省略しても差支えない。第２図に示されている従来例は
。
エクスクル−シブノア（ｆｌの出力信号圧ついて加算平
均をとるためにメモリで積算されるものであるが、この
実施例においては、エクスクル−シブノア（ｆ）からの
出力信号はバンドパスフィルタ（／Ｊ）に供給される。
均をとるためにメモリで積算されるものであるが、この
実施例においては、エクスクル−シブノア（ｆ）からの
出力信号はバンドパスフィルタ（／Ｊ）に供給される。
このエクスクル−シブノア（ｆ）からの出力信号は、前
述されたように、マルチプレクサ（６）がシフトレジス
タ（りの特定のアドレス付近の信号を読出しているとき
にその平均直が増加するものであり、前記特定のアドレ
スは一個のアナログ信号が入力されるときの相対的な時
間差に対応している。マルチプレクサ（６）はカウンタ
（２）からのキャリー信号（Ｃｏ）が出力される毎に同
様な読出しをくり返すので５エクスクル−シブノア（８
）からの出力信号が長期間連続したアナログ信号とみら
れる場合には、前記キャリー信号（Ｃｏ）の−周期毎忙
平均値の高い部分がくり返して現われることになる。こ
の事点は、エクスクル−シブノア（ｆｆ）からの出力信
号にキャリー信号（Ｃｏ）の周期と同一周期の基本波成
分が含まれている事を意味するものである。また、その
位相は、前述された相関関数のピーク位ｌｆ（アドレス
）、すなわち、−個のアナログ信号が入力されるときの
相対的な時間差に対応している。従って、エクスクル−
シブノア（ｆ）の出力信号から上記された基本波成分を
位相を変化させずに抽出すれば、その位相から上記の相
対的時間差が求められる。こｋＫ、バンドパスフィルタ
（／２）は、その中心周波数がキャリー信号（Ｃｏ ）
の周波数に等しくなるようにしであるので、キャリー信
号（Ｃｏ）と同じ周波数を有する入力に対しては、入出
力間の位相が変化しない。従って。
述されたように、マルチプレクサ（６）がシフトレジス
タ（りの特定のアドレス付近の信号を読出しているとき
にその平均直が増加するものであり、前記特定のアドレ
スは一個のアナログ信号が入力されるときの相対的な時
間差に対応している。マルチプレクサ（６）はカウンタ
（２）からのキャリー信号（Ｃｏ）が出力される毎に同
様な読出しをくり返すので５エクスクル−シブノア（８
）からの出力信号が長期間連続したアナログ信号とみら
れる場合には、前記キャリー信号（Ｃｏ）の−周期毎忙
平均値の高い部分がくり返して現われることになる。こ
の事点は、エクスクル−シブノア（ｆｆ）からの出力信
号にキャリー信号（Ｃｏ）の周期と同一周期の基本波成
分が含まれている事を意味するものである。また、その
位相は、前述された相関関数のピーク位ｌｆ（アドレス
）、すなわち、−個のアナログ信号が入力されるときの
相対的な時間差に対応している。従って、エクスクル−
シブノア（ｆ）の出力信号から上記された基本波成分を
位相を変化させずに抽出すれば、その位相から上記の相
対的時間差が求められる。こｋＫ、バンドパスフィルタ
（／２）は、その中心周波数がキャリー信号（Ｃｏ ）
の周波数に等しくなるようにしであるので、キャリー信
号（Ｃｏ）と同じ周波数を有する入力に対しては、入出
力間の位相が変化しない。従って。
抽出された基本波成分のピーク位置は前述された相関関
数のピーク位置と一致することになる。微分器（１３）
はバンドパスフィルタ（ｌ２）の出力信号を微分し、前
記フィルタ出力信号のピーク時点圧おいてゼロを通過す
る信号を発生する。ゼロクロス検出器（ｔａ）は微分器
（１３）の出力信号がゼロを通過する時刻に所定のパル
ス信号を発生する。
数のピーク位置と一致することになる。微分器（１３）
はバンドパスフィルタ（ｌ２）の出力信号を微分し、前
記フィルタ出力信号のピーク時点圧おいてゼロを通過す
る信号を発生する。ゼロクロス検出器（ｔａ）は微分器
（１３）の出力信号がゼロを通過する時刻に所定のパル
ス信号を発生する。
時間／電圧変換器（ｔｒ）は、その上昇の開始および停
止が側脚可能なランプ信号発生器であり、前記キャリー
信号（ＣＯ）の印加によって上昇を開始し、ゼロクロス
検出器（ハ０の出力信号の受入れによって上昇を停止す
るものである。サンプルホールド回路（１６）は、時間
／を圧変換器（ｌりの上昇停止時の出力電圧について、
ゼロクロス検出器（ｔｒｉ）の出力信号をサンプリング
指令信号としてサンプリング操作をする。このようにし
てえられたサンプリング電圧値は１次に続くサンプリン
グ指令信号がゼロクロス検出器（ハ０から送られてくる
まで、前記サンプルホールド回路（１６）によって保持
される。この電圧はキャリー信号（ＣＯ）の生起位置を
起点として測ったときの相関関数のピーク位置に比例す
るものであり、従って、２個のアナログ信号が入力され
るときの相対的時間差に比例している。そして、前記サ
ンプルホールド回路（１６）の出力電圧はローパスフィ
ルタ（１７）によって平滑化される。こへで行なわれる
平滑化は、前記第一図の従来例におけるメモリ（９）に
よる加算平均や第３図のものくおける計算機（コ００）
による加算平均をすることと同等の機能である。
止が側脚可能なランプ信号発生器であり、前記キャリー
信号（ＣＯ）の印加によって上昇を開始し、ゼロクロス
検出器（ハ０の出力信号の受入れによって上昇を停止す
るものである。サンプルホールド回路（１６）は、時間
／を圧変換器（ｌりの上昇停止時の出力電圧について、
ゼロクロス検出器（ｔｒｉ）の出力信号をサンプリング
指令信号としてサンプリング操作をする。このようにし
てえられたサンプリング電圧値は１次に続くサンプリン
グ指令信号がゼロクロス検出器（ハ０から送られてくる
まで、前記サンプルホールド回路（１６）によって保持
される。この電圧はキャリー信号（ＣＯ）の生起位置を
起点として測ったときの相関関数のピーク位置に比例す
るものであり、従って、２個のアナログ信号が入力され
るときの相対的時間差に比例している。そして、前記サ
ンプルホールド回路（１６）の出力電圧はローパスフィ
ルタ（１７）によって平滑化される。こへで行なわれる
平滑化は、前記第一図の従来例におけるメモリ（９）に
よる加算平均や第３図のものくおける計算機（コ００）
による加算平均をすることと同等の機能である。
この発明の実施例によれば、対象とされる２個のアナロ
グ信号に関する相対的時間差についてだけ。
グ信号に関する相対的時間差についてだけ。
所定の平均操作を行うようにされているので、ロ−パス
フィルタ（ｌり）のみでその実行ができること忙なる。
フィルタ（ｌり）のみでその実行ができること忙なる。
ここで、バンドパスフィルタ（ｌ２）の作用についてさ
らに説明を加えると、このバンドパスフィルタ（ｌ２）
は前記された基本波成分を抽出するものであるが、その
際、同時に位相の平均化の作用をもするようにされてい
る。このバンドパスフィルタ（ｌ２）として、特に共振
特性（Ｑｌの大きいものを選択することで、入力信号の
位相変動を効果的に平滑化することができる。
らに説明を加えると、このバンドパスフィルタ（ｌ２）
は前記された基本波成分を抽出するものであるが、その
際、同時に位相の平均化の作用をもするようにされてい
る。このバンドパスフィルタ（ｌ２）として、特に共振
特性（Ｑｌの大きいものを選択することで、入力信号の
位相変動を効果的に平滑化することができる。
なお、前記第１図の実施例では微分器（１３）が用いら
れているけれども、その作用は抽出した基本波成分の位
相をｔσ変化させることであり、微分器釦式えて積分器
を用いることもできる。また、バンドパスフィルタ（／
２）および微分器（７，７）の組合せに代えて積分器だ
けを用いるようｋしても、位相抽出のために必要な基本
的な機能は達成できる。このような変形例は、入力信号
の平均周波数が低い場合に適している。さら忙１時間／
電圧変換器（１ｇ）およびサンプルホールド回路（１１
，）については、適当な発振器およびカウンタを組合わ
せて構成されるタイマで代替させることができる。
れているけれども、その作用は抽出した基本波成分の位
相をｔσ変化させることであり、微分器釦式えて積分器
を用いることもできる。また、バンドパスフィルタ（／
２）および微分器（７，７）の組合せに代えて積分器だ
けを用いるようｋしても、位相抽出のために必要な基本
的な機能は達成できる。このような変形例は、入力信号
の平均周波数が低い場合に適している。さら忙１時間／
電圧変換器（１ｇ）およびサンプルホールド回路（１１
，）については、適当な発振器およびカウンタを組合わ
せて構成されるタイマで代替させることができる。
以上説明されたように、この発明によれば、相関関数演
算器と所定のアナログ回路とによって相関式時間差計が
構成されており、コ個のアナログ入力信号についての相
関関数のピーク位置を定めることを前記相関関数の基本
波成分の位相を抽出することで行なうようｋされている
ため、そのための特別な計算機が不要となり、また、所
要の計測値が連続的に得られるという効果が奏せられる
。
算器と所定のアナログ回路とによって相関式時間差計が
構成されており、コ個のアナログ入力信号についての相
関関数のピーク位置を定めることを前記相関関数の基本
波成分の位相を抽出することで行なうようｋされている
ため、そのための特別な計算機が不要となり、また、所
要の計測値が連続的に得られるという効果が奏せられる
。
第１図は、この発明の一実施例である相関式時間差計の
概略構成図、第２図は、従来の相関式時間差計で用いら
れる相関関数演算器の概略構成図。 第３図は、従来の相関式時間差計の概略構成図である。 （／）−・クロック発振器、（２）・・カウンタ、 （
３） 。 （す・・コンパレータ、（ｊ−）・・シフトレジスタ、
（Ａｌ・・マルチプレクサ、（り）、（ｔｏ）、（ｔｔ
）・−ラッチ。 （ｆｆｌ・・エクスクル−シブノア、（９）・・メモリ
％（／Ｊ）−ｅバンドパスフィルタ、（／Ｊ）−・微分
器。 （／グ）・・ゼロクロス検出器、（ｔｒ）・・時間／電
圧変換器％（１６）・・サンプルホールド回路、（１７
）・・ローパスフィルタ、（ｔｏＯ）、（ｔｏｔ）・・
相関関数演算器、（１０２）・・ピーク位置演算器（ア
ナログ回路）、（２００）・・計算機、 （３ｏｏ）・
・データバス。 なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 憩１図
概略構成図、第２図は、従来の相関式時間差計で用いら
れる相関関数演算器の概略構成図。 第３図は、従来の相関式時間差計の概略構成図である。 （／）−・クロック発振器、（２）・・カウンタ、 （
３） 。 （す・・コンパレータ、（ｊ−）・・シフトレジスタ、
（Ａｌ・・マルチプレクサ、（り）、（ｔｏ）、（ｔｔ
）・−ラッチ。 （ｆｆｌ・・エクスクル−シブノア、（９）・・メモリ
％（／Ｊ）−ｅバンドパスフィルタ、（／Ｊ）−・微分
器。 （／グ）・・ゼロクロス検出器、（ｔｒ）・・時間／電
圧変換器％（１６）・・サンプルホールド回路、（１７
）・・ローパスフィルタ、（ｔｏＯ）、（ｔｏｔ）・・
相関関数演算器、（１０２）・・ピーク位置演算器（ア
ナログ回路）、（２００）・・計算機、 （３ｏｏ）・
・データバス。 なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 憩１図
Claims (4)
- （１）２個のアナログ入力信号についての相関関数を計
算するための相関関数演算器と前記相関関数のピーク位
置を算出するためのピーク位置演算器とからなる相関式
時間差計であつて、前記ピーク位置演算器は所定のアナ
ログ回路からなり、このアナログ回路には、少なくとも
前記相関関数演算器に対する駆動周波数をその中心周波
数とするバンドパスフィルタが含まれており、前記相関
関数演算器からの出力より前記駆動周波数に等しい周波
数成分の部分出力を抽出し、前記部分出力の位相を計測
することに基づいて前記ピーク位置を算出するようにさ
れた相関式時間差計。 - （２）前記アナログ回路には、さらに、微分器、ゼロク
ロス検出器、時間／電圧変換器、サンプルホールド回路
およびローパスフィルタが含まれている特許請求の範囲
第１項記載の相関式時間差計。 - （３）前記微分器に代えて積分器が含まれている特許請
求の範囲第２項記載の相関式時間差計。 - （４）前記バンドパスフィルタおよび微分器に代えて積
分器が含まれている特許請求の範囲第２項記載の相関式
時間差計。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60048398A JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
| EP86103230A EP0194643B1 (en) | 1985-03-13 | 1986-03-11 | Correlation time-difference detector |
| DE8686103230T DE3688515T2 (de) | 1985-03-13 | 1986-03-11 | Korrelations-zeitdifferenz-detektor. |
| US06/838,719 US4823293A (en) | 1985-03-13 | 1986-03-12 | Correlation time-difference detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60048398A JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61207973A true JPS61207973A (ja) | 1986-09-16 |
| JPH0262186B2 JPH0262186B2 (ja) | 1990-12-25 |
Family
ID=12802193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60048398A Granted JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4823293A (ja) |
| EP (1) | EP0194643B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61207973A (ja) |
| DE (1) | DE3688515T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5027298A (en) * | 1989-06-29 | 1991-06-25 | Genrad, Inc. | Low-dead-time interval timer |
| FR2655439B1 (fr) * | 1989-12-01 | 1992-05-15 | Bertin & Cie | Procede et dispositif de comparaison de deux signaux analogiques variables. |
| GB9203911D0 (en) * | 1992-02-24 | 1992-04-08 | Emi Plc Thorn | Alignment corresponding segments of a digital signal and a digital reference signal |
| JP3824407B2 (ja) * | 1997-09-29 | 2006-09-20 | 東京エレクトロン株式会社 | プロセスの終点検出方法，終点検出装置及び記録媒体、並びに化学的機械研磨装置 |
| ES2143413B1 (es) * | 1998-04-28 | 2000-12-16 | Univ Catalunya Politecnica | Un circuito correlador de 1 bit/2 niveles de alta velocidad con capacidad de autocalibracion de la funcion fringe-wash. |
| US6925399B2 (en) * | 2001-03-30 | 2005-08-02 | Verizon Laboratories Inc. | Methods and systems for the estimation of the injection point of foreign signals in a network |
| JP4102375B2 (ja) * | 2004-03-25 | 2008-06-18 | 松下電器産業株式会社 | 無線送信装置および無線受信装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3818231A (en) * | 1971-07-20 | 1974-06-18 | Westinghouse Electric Corp | N-16 nuclear reactor coolant flow rate measuring system |
| US3912915A (en) * | 1973-05-01 | 1975-10-14 | Us Air Force | Doppler data processor with digital computing pulse rate filter |
| FR2314538A1 (fr) * | 1975-06-10 | 1977-01-07 | Thomson Csf | Dispositif correlateur et systeme de mesure du retard entre deux signaux comportant un tel dispositif |
| DE2952812A1 (en) * | 1978-05-25 | 1980-12-11 | J Jordan | Peak tracking correlator |
| EP0026877B1 (de) * | 1979-10-03 | 1983-10-05 | Endress u. Hauser GmbH u.Co. | Verfahren und Anordnung zur Korrelation von zwei Signalen |
| US4270180A (en) * | 1979-11-09 | 1981-05-26 | The Bendix Corporation (Electrodynamics Div) | Delay line time compression correlation circuit |
| US4644523A (en) * | 1984-03-23 | 1987-02-17 | Sangamo Weston, Inc. | System for improving signal-to-noise ratio in a direct sequence spread spectrum signal receiver |
| FR2562259B1 (fr) * | 1984-03-28 | 1987-04-10 | Centre Nat Rech Scient | Procede et dispositif de mesure par correlation, en temps reel, de retards entre des signaux electriques se correspondant |
-
1985
- 1985-03-13 JP JP60048398A patent/JPS61207973A/ja active Granted
-
1986
- 1986-03-11 EP EP86103230A patent/EP0194643B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-11 DE DE8686103230T patent/DE3688515T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-03-12 US US06/838,719 patent/US4823293A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3688515D1 (de) | 1993-07-08 |
| EP0194643B1 (en) | 1993-06-02 |
| EP0194643A2 (en) | 1986-09-17 |
| DE3688515T2 (de) | 1993-09-23 |
| EP0194643A3 (en) | 1990-03-21 |
| US4823293A (en) | 1989-04-18 |
| JPH0262186B2 (ja) | 1990-12-25 |
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