JPS61222308A - 逓倍器 - Google Patents
逓倍器Info
- Publication number
- JPS61222308A JPS61222308A JP6245185A JP6245185A JPS61222308A JP S61222308 A JPS61222308 A JP S61222308A JP 6245185 A JP6245185 A JP 6245185A JP 6245185 A JP6245185 A JP 6245185A JP S61222308 A JPS61222308 A JP S61222308A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- input side
- bpf
- input
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、マイクロ波以上の周波数帯で使用される無線
装置の局部発振器用逓倍器の改良に関するものである。
装置の局部発振器用逓倍器の改良に関するものである。
一般に、１５〜３０ＧＨｚ帯の局部発振器には電界効果
トランジスタ（以下ＦＥＴと省略する）で発振させたも
のをそのまま使用するか、ＦＥＴ又はバイポーラトラン
ジスタで発振させたものを更に例えばバラクタ・ダイオ
ードやステップリカバリ・ダイオードで逓倍して使用す
る場合がある。
トランジスタ（以下ＦＥＴと省略する）で発振させたも
のをそのまま使用するか、ＦＥＴ又はバイポーラトラン
ジスタで発振させたものを更に例えばバラクタ・ダイオ
ードやステップリカバリ・ダイオードで逓倍して使用す
る場合がある。
この時、ＦＥＴは２０Ｇｌ（ｚ程度迄そよ発振が可能で
あるが、発振周波数の近傍の雑音が多い。一方、バイポ
ーラトランジスタは約１０ＧＨｚ以上では発振が困難で
あるが、発振周波数の近傍の雑音はＰＥＴよりも低いと
云う様にそれぞれ特徴があるので使い分けている。
あるが、発振周波数の近傍の雑音が多い。一方、バイポ
ーラトランジスタは約１０ＧＨｚ以上では発振が困難で
あるが、発振周波数の近傍の雑音はＰＥＴよりも低いと
云う様にそれぞれ特徴があるので使い分けている。
第５図はダイオードを用いた逓倍器の基本的ブロック図
を示す。
を示す。
図において、入力された基本周波数ｆＯの波は中心周波
数ｆｏの帯域通過フィルタとして動作する入力側半波長
側面結合型フィルタ（以下入力側ＢＰＦと省略する）１
及びこのフィルタとダイオード３との間のインピーダン
スの整合を取る入力整合部２を通ってダイオード３に加
えられ、ここで発生した３ｆｏの成分は出力整合部４．
中心周波数３ｆ。
数ｆｏの帯域通過フィルタとして動作する入力側半波長
側面結合型フィルタ（以下入力側ＢＰＦと省略する）１
及びこのフィルタとダイオード３との間のインピーダン
スの整合を取る入力整合部２を通ってダイオード３に加
えられ、ここで発生した３ｆｏの成分は出力整合部４．
中心周波数３ｆ。
の出力側ＢＰＰ ５を通って出力される。
尚、この逓倍器は例えば裏面に金又は銅箔を張ったアル
ミナ基板の表面にマイクロストリップ回路で構成され、
入出力側に挿入される帯域通過型フィルタはアルミナ基
板上に容易に実現できる半波長側面結合型が一般に用い
られている。
ミナ基板の表面にマイクロストリップ回路で構成され、
入出力側に挿入される帯域通過型フィルタはアルミナ基
板上に容易に実現できる半波長側面結合型が一般に用い
られている。
そこで、このＢＰＦの各段を構成する分布結合線路の伝
達関数を示している基本マトリックスは下記の様になる
。
達関数を示している基本マトリックスは下記の様になる
。
第６図（ａ）はＢＰＦの分布結合線路の図を、第６図（
ｂ）は第６図（ａ）の等価変換回路を示す。
ｂ）は第６図（ａ）の等価変換回路を示す。
図において、第６図（ａｌに示す各段の分布結合線路は
第６図（ｂ）に示す様な伝送線路６．８とインピーダン
ス変換部７の縦属接続に変換される。
第６図（ｂ）に示す様な伝送線路６．８とインピーダン
ス変換部７の縦属接続に変換される。
そして、第５図（ｂ）に示した等価変換回路の基本ここ
で、 Ｚｏｅ ：偶モードインピーダンス、Ｚｏτ：奇モー
ドインピーダンス、 ｚｏ＝５コア、 Ｋ：イメージインピーダンスでＺｏに等しい、φ：結合
線路長で（λ／２π）・Ｌ・波長短縮率λ：動作波長、 Ｌ：結合部の実際の長さを示す。
で、 Ｚｏｅ ：偶モードインピーダンス、Ｚｏτ：奇モー
ドインピーダンス、 ｚｏ＝５コア、 Ｋ：イメージインピーダンスでＺｏに等しい、φ：結合
線路長で（λ／２π）・Ｌ・波長短縮率λ：動作波長、 Ｌ：結合部の実際の長さを示す。
即ち、Ｆは伝達関数を示しているのでこの値を求める事
によりＢＰＦの通過帯域特性が判る。
によりＢＰＦの通過帯域特性が判る。
そこで、上記のマトリックスＦで解析したＢＰＦを用い
て逓倍器を構成する場合、簡単な回路構成で逓倍効率が
高くする事が要望される。
て逓倍器を構成する場合、簡単な回路構成で逓倍効率が
高くする事が要望される。
例えば、基本人力周波数１３ＧＨｚの波を３逓倍する逓
倍器を得る為、入力側ＢＰＦに必要な性能を下記の様に
定める。即ち、 ＋１） 基本人力周波数 ｆｏ ＝ １３ＧＨｚ（２
）帯域幅ΔＢ α＝８００ＭＨｚ （３） イコールリップルα＝ ０．０５ｄＢ（４
）段数ｎ＝３ これから、上記の基本マトリックスＦを利用して通過帯
域を求める。
倍器を得る為、入力側ＢＰＦに必要な性能を下記の様に
定める。即ち、 ＋１） 基本人力周波数 ｆｏ ＝ １３ＧＨｚ（２
）帯域幅ΔＢ α＝８００ＭＨｚ （３） イコールリップルα＝ ０．０５ｄＢ（４
）段数ｎ＝３ これから、上記の基本マトリックスＦを利用して通過帯
域を求める。
尚、アルミナ基板上でのマイクロストリップ回路の波長
短縮率（即ち、比誘電率εｒに対応する値）は周波数に
無関係に一定とする。
短縮率（即ち、比誘電率εｒに対応する値）は周波数に
無関係に一定とする。
第７図は入力側ＢＰＦの通過帯域特性図を示す。
図に示す様に、■は１３ＧＨｚ即ち基本波の通過帯域を
示し、■は３９ＧＨｚ即ち３倍波の通過帯域を示すが、
■における通過帯域は■と同じ＜ ８００ ＭＨｚあり
比帯域で１／３である。
示し、■は３９ＧＨｚ即ち３倍波の通過帯域を示すが、
■における通過帯域は■と同じ＜ ８００ ＭＨｚあり
比帯域で１／３である。
この様な通過特性を持つ入力側ＢＰＦを第４図に示す逓
倍器に使用した時、ダイオードで発生して入力側に伝搬
する３倍波成分は利用できないので逓倍効率が低下する
事になる。
倍器に使用した時、ダイオードで発生して入力側に伝搬
する３倍波成分は利用できないので逓倍効率が低下する
事になる。
第８図は逓倍器入力側の従来例のブロック図を示す。
図に示す様に、ダイオード３より入力側に伝搬される３
倍波はこの入力側ＢＰＦ １を通過するので、入力整合
部２とダイオード３との間にこの３倍波を点線矢印の様
に再びダイオード３の方に戻して逓倍効率を向上させる
為の阻止回路を挿入しである。
倍波はこの入力側ＢＰＦ １を通過するので、入力整合
部２とダイオード３との間にこの３倍波を点線矢印の様
に再びダイオード３の方に戻して逓倍効率を向上させる
為の阻止回路を挿入しである。
尚、２倍波は入力側ＢＰＦの、阻止帯域になっているの
でダイオード３に戻される。
でダイオード３に戻される。
しかし、入力整合部に阻止回路を挿入すると逓倍効率は
向上するが回路構成が複雑になる。一方、阻止回路を挿
入しないと逓倍効率が低下すると云う相反する問題点が
ある。
向上するが回路構成が複雑になる。一方、阻止回路を挿
入しないと逓倍効率が低下すると云う相反する問題点が
ある。
上記の問題点は、入力側ＢＰＦの通過帯域幅を周波数ｎ
ｆｏと誘電体基板の実効比誘電率の周波数依存性によっ
て生ずる第ムの通過帯域の中心周波数との差の周波数よ
りも狭くしてなる本発明の逓倍器により解決される。
ｆｏと誘電体基板の実効比誘電率の周波数依存性によっ
て生ずる第ムの通過帯域の中心周波数との差の周波数よ
りも狭くしてなる本発明の逓倍器により解決される。
本発明は、誘電体基板上でのマイクロストリップ回路の
特性インピーダンスや実効誘電率は動作周波数が高くな
ると、周波数に依存する様になると云う公知の事項をＢ
ＰＦの設計に適用して帯域幅を決める様にした。
特性インピーダンスや実効誘電率は動作周波数が高くな
ると、周波数に依存する様になると云う公知の事項をＢ
ＰＦの設計に適用して帯域幅を決める様にした。
即ち、基本人力周波数ｆｏを中心周波数とする３逓倍器
用入力側ＢＰＦの通過帯域を実効誘電率を用いて求める
と、基本波の通過帯域と同一の帯域を持つ第２の通過帯
域の中心周波数が３ｆｏよりも低い方にシフトするので
、入力側ＢＰＦの帯域幅をこのシフト幅よりも狭くする
事により入力側Ｂｌ’Ｆの３倍波に対する減衰量が約３
０ｄＢ取れる。
用入力側ＢＰＦの通過帯域を実効誘電率を用いて求める
と、基本波の通過帯域と同一の帯域を持つ第２の通過帯
域の中心周波数が３ｆｏよりも低い方にシフトするので
、入力側ＢＰＦの帯域幅をこのシフト幅よりも狭くする
事により入力側Ｂｌ’Ｆの３倍波に対する減衰量が約３
０ｄＢ取れる。
そこで、高調波の阻止回路を入力整合部とダイオードと
の間に挿入しな（ても、入力側ＢＰＦにより入力側に伝
搬する高調波を反射させる事ができるので逓倍効率が向
上する。
の間に挿入しな（ても、入力側ＢＰＦにより入力側に伝
搬する高調波を反射させる事ができるので逓倍効率が向
上する。
通常、ストリップ線路の伝搬特性を擬イ以ＴＥＭモード
としているので特性インピーダンスや実効誘電率の周波
数依存性はない。しかし、マイクロ波帯でも周波数が高
くなると擬似ＴＥＭモードよりもハイブリッドモードの
伝搬となるので、これらは周波数依存性を示す様になる
。これは位相速度の分散効果の影響であり、周波数の増
加と共に実効誘電率の値を増加させる。即ち、 実効比誘電率εｒｅｆｆｃｆ）は公知のＧｅｓｔｉｎｇ
ｅｒの式を用いると下記の様になる。
としているので特性インピーダンスや実効誘電率の周波
数依存性はない。しかし、マイクロ波帯でも周波数が高
くなると擬似ＴＥＭモードよりもハイブリッドモードの
伝搬となるので、これらは周波数依存性を示す様になる
。これは位相速度の分散効果の影響であり、周波数の増
加と共に実効誘電率の値を増加させる。即ち、 実効比誘電率εｒｅｆｆｃｆ）は公知のＧｅｓｔｉｎｇ
ｅｒの式を用いると下記の様になる。
ｓｒ ｅｆｆｃｉ）＝′Ａ（ｔｒ＋ １） ＋’Ａ （
εｒ−１） （１＋１０−去 （ｈ ／Ｗ ） ） ＝ ｔｒ −（（ｓｒ −ｓｒ ｅｆｆｔｂ）”Ｊ ／
（１＋Ｇ・ （ｆ／ｆｐ））〕 尚、ｆｐ＝Ｚｏ／ ８ πｈ （ＧＨｚ ）Ｇ−０，
６＋０．００９ Ｚ。
εｒ−１） （１＋１０−去 （ｈ ／Ｗ ） ） ＝ ｔｒ −（（ｓｒ −ｓｒ ｅｆｆｔｂ）”Ｊ ／
（１＋Ｇ・ （ｆ／ｆｐ））〕 尚、ｆｐ＝Ｚｏ／ ８ πｈ （ＧＨｚ ）Ｇ−０，
６＋０．００９ Ｚ。
ｈ ：基板の厚さくａｍ）、ｆ：動作周波数（ＧＨｚ
）又、基板上のマイクロストリップ回路の波長短縮率は
従来の１／／Ｔ下でなく １／Ｆ７７万ｆ（：与えられ
る。
）又、基板上のマイクロストリップ回路の波長短縮率は
従来の１／／Ｔ下でなく １／Ｆ７７万ｆ（：与えられ
る。
第４図は波長短縮率と周波数の関係を示す図である。
図はｈ −０，３８ｍｍ、 ｓｒ ＝９．７の時（ア
ルミナ基板）の波長短縮率を示し、３倍波の周波数が３
９ＧＨ２では基本人力周波数１３ＧＨｚに比し約５％減
少している。
ルミナ基板）の波長短縮率を示し、３倍波の周波数が３
９ＧＨ２では基本人力周波数１３ＧＨｚに比し約５％減
少している。
第３図は上記の実効誘電率を用いて求めた入力側ＢＰＦ
通過帯域の周波数特性図を示す。
通過帯域の周波数特性図を示す。
図に示す様に、実効誘電率を考慮して入力側ＢＰＦの通
過帯域特性を求めると、第２の通過帯域は３９ＧＩＩｚ
より約２ＧＨｚ低い方シフトする事になり、３９ＧＨｚ
での減衰量は約３０ｄＢとなる。
過帯域特性を求めると、第２の通過帯域は３９ＧＩＩｚ
より約２ＧＨｚ低い方シフトする事になり、３９ＧＨｚ
での減衰量は約３０ｄＢとなる。
そこで、通過帯域幅ΔＢ Ｈｚを第２の通過帯域の周波
数シフトΔＦ Ｒ７よりも小さく選べば、入力側に伝搬
して来る３倍波を再びダイオード側に反射させて逓倍効
率を向上させる事ができる。
数シフトΔＦ Ｒ７よりも小さく選べば、入力側に伝搬
して来る３倍波を再びダイオード側に反射させて逓倍効
率を向上させる事ができる。
第１図は本発明の一実施例のブロック図を示す。
図において、入力側ＢＰＦ １１の通過帯域幅は上記の
様に周波数シフトよりも小さく設定されているので、こ
のＢＰＦと入力整合部を構成している入力整合線路１２
によりダイオードへの３倍波の反射及び入力整合が実現
できる。
様に周波数シフトよりも小さく設定されているので、こ
のＢＰＦと入力整合部を構成している入力整合線路１２
によりダイオードへの３倍波の反射及び入力整合が実現
できる。
ここで、入力整合線路１２の電気長はλ・χで特性イン
ピーダンスはＺＩｌｌである。
ピーダンスはＺＩｌｌである。
尚、Ｚｍ＝圧＝Ｒｉ？、Ｒｏは系の特性インピーダンス
、Ｒ１はダイオード３の入力インピーダンスである。
、Ｒ１はダイオード３の入力インピーダンスである。
第２図は本発明の別のブロック図を示す。
図に示す様に、入力側ＢＰＦ １１で３倍波は反射され
が、入力側ＢＰＦ １１と整合線路１２との間にこの部
分のインピーダンスＲｏに等しい線路１３を挿入し、入
力側ＢＰＦからダイオード塩の電気長を選ぶ事により３
倍波の反射波の位相をダイオードで発生した３倍波の位
相と一致させる事により逓倍効率を上げる事ができる。
が、入力側ＢＰＦ １１と整合線路１２との間にこの部
分のインピーダンスＲｏに等しい線路１３を挿入し、入
力側ＢＰＦからダイオード塩の電気長を選ぶ事により３
倍波の反射波の位相をダイオードで発生した３倍波の位
相と一致させる事により逓倍効率を上げる事ができる。
尚、本発明はダイオードの代わりにＦＥＴ又はバイポー
ラトランジスタの非線形を用いた逓倍器でも全く同様で
ある。
ラトランジスタの非線形を用いた逓倍器でも全く同様で
ある。
以上詳細に説明した様に、入力側ＢＰＦの通過帯域を狭
く、する事によりダイオードより入力側に伝搬する高調
波を反射させる様にしたので、入力側に阻止回路を挿入
する事なく逓倍効率を向上する事ができると云う効果が
ある。
く、する事によりダイオードより入力側に伝搬する高調
波を反射させる様にしたので、入力側に阻止回路を挿入
する事なく逓倍効率を向上する事ができると云う効果が
ある。
この為、回路構成が簡単になりコストダウンになる。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本発
明の別のブロック図、 第３図は実効誘電率を用いて求めた入力側ＢＰＰの通過
帯域特性図、 第４図は波長短縮率と周波数との関係図、第５図は逓倍
器の基本的ブロック図、 第６図（ａ）はＢＰＦ分布結合線路図、第６図（′ｂ）
は等価変換回路図、 第７図入力側ＢＰＦの通過帯域特性図、第８図は逓倍器
入力側の従来例のブロック図を示す。 図において、 ３はダイオード、 ４は出力整合部、 ５は出力側ＢＰＦ 。 １１は入力側ＢＰＦ 。 １２は入力側整合線路、 ￥Ｆ、３ 酊 −１＃４酊 （α）（ｂ） 茶／、＋１！ｊ 秦７ｆｉ
明の別のブロック図、 第３図は実効誘電率を用いて求めた入力側ＢＰＰの通過
帯域特性図、 第４図は波長短縮率と周波数との関係図、第５図は逓倍
器の基本的ブロック図、 第６図（ａ）はＢＰＦ分布結合線路図、第６図（′ｂ）
は等価変換回路図、 第７図入力側ＢＰＦの通過帯域特性図、第８図は逓倍器
入力側の従来例のブロック図を示す。 図において、 ３はダイオード、 ４は出力整合部、 ５は出力側ＢＰＦ 。 １１は入力側ＢＰＦ 。 １２は入力側整合線路、 ￥Ｆ、３ 酊 −１＃４酊 （α）（ｂ） 茶／、＋１！ｊ 秦７ｆｉ
Claims (1)
- 中心周波数ｆｏの入力側半波長側面結合型帯域通過フィ
ルタを通つた周波数ｆｏの入力波を３逓倍した後中心周
波数３ｆｏの出力側半波長側面結合型帯域通過フィルタ
を通して３倍波を取出す様に誘電体基板上にマイクロス
トリップ回路で構成された逓倍器において、該入力側半
波長側面結合型帯域通過フィルタの通過帯域幅を、周波
数３ｆｏと該誘電体基板の実効比誘電率の周波数依存性
によつて生ずる第２の通過帯域の中心周波数との差の周
波数よりも狭くした事を特徴とする逓倍器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6245185A JPS61222308A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 逓倍器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6245185A JPS61222308A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 逓倍器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61222308A true JPS61222308A (ja) | 1986-10-02 |
Family
ID=13200579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6245185A Pending JPS61222308A (ja) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | 逓倍器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61222308A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06310936A (ja) * | 1993-03-26 | 1994-11-04 | Natl Sci Council | マルチチャンネル搬送波発生器 |
-
1985
- 1985-03-27 JP JP6245185A patent/JPS61222308A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06310936A (ja) * | 1993-03-26 | 1994-11-04 | Natl Sci Council | マルチチャンネル搬送波発生器 |
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