JPS61224701A - 偏分波器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は請求の範囲１の上位概念による偏分波器に関す
る。

従来技術 今回、２：１以上の帯域幅を可能にするマイクロ波アン
テナは２つの偏波での動作には相応して広帯域の偏分波
器を必要とする。斯様な偏分波器はさらに２つの周波数
ろ波器を組合せて１つの周波数ろ波器−偏分波器（シス
テム分波器とも称せられる）を可能にしての分波器は夫
夫２つの直線偏波を有する隣接せる周波数帯域の２つの
指向性無線システムを同一のアンテナ忙て結合ないし切
換を行ない得る。この２帯域アンテナ装置は従来の１帯
域アンテナに比して各無線タワーにて同じ所要スペース
のもとで２つの指向性無線システムの拡大された伝送容
量越える、周波数領域の拡大、例えば、これまでノ３．
７〜６．４２５３Ｈｚカら今後ノ３．４〜７．１２５Ｇ
Ｈｚへの拡大忙よって伝送帯域を増大させる必波器は公
知ではない。２つのＥ−及び五−中空導体変位部材を有
する西独特許出願公開公報第２８４２５７６号による偏
分波器及び４つのに−Ｈ−中空導体変位部材を有する西
独特許出顯公開公報第！１０１０５６０号による偏分波
器はたんに２：１の理論的−義性周波数領域を有し、こ
れは最大限利用可能な周波数領域１．７３＝１に相応す
る。

上側の偏分波器の一義性周波数領域がより高闇波領域に
向って制限されていることの物理的原因はＨ−曲り部（
ベンド）＜存する。このＲ−曲り部によっては当該Ｈ−
曲り部の方形中空導体にてＨ２Ｏ−遮断周波数に達する
動作周波数からａ２ｏ−妨害波が励振される。λＫＨｚ
。＝ａのためＨ−曲り部のＨ２Ｏ−遮断周波数はたんに
その中空導体広幅側寸法ａのみ忙依存し、−軸性周波数
領域ｆＫＨｚ。／　ｆＫＨｄ。も次のような場合でも変
らない、 すなわちａ　＝　２　ｂを有する規準断面中空導体に比
して高さｂを減少させａを維持する場合でも変らない。

この特性は五−円曲り部もＨ−コーナベンドも有する。

発明の目的 いような偏分波器を構成できるようにすることにある。

発明の構成 このｗＩ題の解決のため本発明忙よれば請求範囲１の上
位概念忙よる偏分波ｆＷにおいて、その特徴事項の構成
要件により解決される。

実施例 次に図示の実施例を用いて本発明を説明する。

広帯域性に鑑みて、Ｈ２０妨害波を励振しないＥ−曲り
部は上に考察したＨ−コーナベンＰより遥かに有利な特
性を示す。Ｅ−曲り部の方形中空導体においてＥ１１妨
害波が次のような限赤波長を以て励振される。

ａｂ 仙１１”７　　　　　”’ λＫＭよ、は全く同じよ５Ｋａとｂとに依存する。

−軸性周波数領域の上限は’Ｋｌ！！１１であり、下限
はでＫｋｈ。＝２ａである。方形のＥ−曲り部中空導体
の辺比ａ／ｂ　Ｋ、依存して下記の関係式が生じる。

上記式及び第１図に示すように、ａ／ｂが大であればあ
るほど、即ちＥ−曲り部の中空導体が低くなればなるほ
ど、Ｅ−曲り部（ベンド）のｆＫ］１ｃｍ□／　ｆＫｌ
ｉ、。は益々大になる。理論的−義性闇波数領域ｆＫ］
ｎ工ｚ　／　ｆＫＨ工。から、第１図に示すように、次
のような現実的な仮定のもとで、方形中空導体のａ／ｂ
　Ｋ依存して、Ｅ−曲り部（ベンド）の実際上最大限利
用可能な周波数領域が得られる。即ちｆＫＨＩ。を１０
チ越える最も低い動作周波数ｆｕが選定され、ｆ　　を
５チ下回Ｅ１１ 収かｂ る最も高い動作周波が選定されるという現実的な仮定の
もとで上記ｖ最大限有効周波数１へ領域が得られる。

１例として、西独特許出願第２８４２５７６号公開公報
による上述の偏分波器において屡々用いられるＥ−コー
ナーペンドがａ＝４ｂの方形中空導体にて適用される。

その際その中空導体コーナーベンｒは例えばａ　＝　４
６　ｍの際３．５８７ＧＨ２〜１２．７７３０Ｈ１）周
波数領域ニて妨害波のないように利用可能である。これ
に反して、上記分波器のＨ−曲り部（ベンｒ）は同一中
空導体横断面のもとで３．５８７　ＧＨｚ〜６．２０　
ＧＨｚにて妨害波のないように利用可能である。

以下記載するようｆｉａ＝４ｂのＥ−コーナーベンｒは
新たな広帯域の偏分波器の主！戊部分として最も適する
。従って、そのようなＥ−コーナーベンｒの広帯域マツ
チングが、もう１つの重要な役割である。このために先
ず、Ｅ−コーナーベンｒの外角隅の対称的角取り部のそ
れ自体公知の方式が用いられる。第２図に示すように 角取り部の大きさがＸ、　（水平ないし鉛直寸法）（ｃ
ａｔｈｅｔｕｓ寸法）Ｋより定まる。第２図は最適の帯
域幅マツチングの際の、異なるコーナー（屈曲）角度α
に対して測定技術的手法で求められる角取り部ｘ１１ｉ
０ＰＴを示す。

他の研究検討によればＥ−コーナーベンｒの反射は少な
くとも６０°の屈曲（コーナ）角度領域において次のよ
うＫして小さくできる、即ち２重に補償されたＥ−アン
グル（Ｌ）部材の場合におけるｘＥが、第２図の値に比
して幾らかより大（５−１０％）に選定され（過度補償
）、かつ角取り部平面の対角線交点にて凹部が設けられ
る、例えば、負の侵入深度を有するねじが設けられるよ
うＫするのである。

成されており、その際そのねじは角取り部平面の対角線
交点にて取付けられており、上記平面に対して０．３龍
回転されている。上記コーナーベンＰの測定された反射
係数は３．７　ＧＨ２〜９．９ＧＨｚの周波数領域では
肌７チより小である。

９．９　ＧＨｚの上限がＥ−コーナーベンｒにより惹起
されないで、利用される測定装置の妨害波型式により惹
起されることは確かである。Ｅ−コーナーベンｒの上限
周波数は９．９　ＧＩ（Ｚを上回る、即チ式（１）Ｋ　
！しＧｆ　ｆＫｙＨｘ１＝　１３．６２　ＧＨｚ　テあ
る。

上述のよ５に、中空導体高さｂを低減したＥ−コーナー
ベンドは帯域幅及び反射の少なさに関して相応のＨ−コ
ーナベンドより著しくすぐれている。このことから次の
新たな課題が生じる。偏分波器はできるだけ、低減され
た中空溝どのようにして構成され得るか。

その解決手段は第６図下布及び左に示すように、また西
独特許第２８４２５７６号明細書に示すよう忙、有効な
２重分岐ＤＶを基礎とする。

この２重分妓は円形中空導体軸の周りに対称的に相互に
各９０°回転されて配置されている４つの中空導体Ｅ−
変位部材から合成されたものと考えられ得る。そのよう
にして形成された４つい＼＼（形中空導体部分を用いて
円形中空導体の軸のほうに向ってずらされており、広帯
域に反射を少なくして円形中空導体に入り込む。

円形中空導体軸おける相互に垂直の直線Ｈｘ１−偏波の
励振のため、第３図の右、左にて２重分岐ＤＶの相対向
する各２つの方形中空導体接続部１〜４が２つの同じ大
きさの部分波を給電されるものとし、これらの両部分波
は円形中空導体軸５に関して相互に逆の位相を有する。

このために第６７右に示すように、直線分割アームを有
する第１の破線の枠で囲んで示すそれ自体対称的な方形
中空導体フォークｇＧｓ　及び、第６７左に同様に破線
で囲んで示された右方に向って開脚（拡開）状態での分
割アームを有する第２の！気的に対称的な方形中空導体
フォーク°ａ’　Ｇが設けられており、その際それらの
分割アームの左方分卵１アームは第１フォークｇＧの直
線アーム間に交差せずにないし入り組み合わずに位置を
占めている。

両フォークｇＧ及び■Ｇは第３図の例では各１つの対称
的方形中空導体直列分岐ＳＶから成る。この直列分岐は
例えばａ−＝２ｂを有する分岐すべき方形中空導体を、
波動インピーダンスマツチングして且一定の広幅面寸法
ａ　：　１！ＬＴのもとで、その際ａＴ＝４　ｂＴの２
つの分割アームに分け、第４図に示すように屈曲させて
、その屈曲はその角度が夫々αの大きさだけ右方ないし
左方へ対称的に曲げ分けられている。この分岐はできる
だけ反射を少なくして設計さるべきであり、その際その
設計上の考察によれば、第４図の分岐はａＴ＝　４　ｂ
Ｔの方形中空導体の２つのＥコーナーペンドから合成さ
れ得、その際その両凹−コーナーペンドは著しく薄厚の
右側及び左側広幅面壁ａ、、ａｌを以て相互に逆の屈曲
方向のもとで相接し合って位置する。薄厚の導波壁が省
かれると、フィールドはそれにより変化されず、第４図
に示すように、広幅面全体に及ぶウェッジ部には鋭角α
（屈曲角に等しい）及び第２図から明かなよ５に水平な
いし鉛直寸法（ｃａｔｈｅｔｕｓ”寸法）Ｘ　　を以て
そのまま保止ｏｐｔ たれる。その際ｘＫｏｐｔは先ずＥ−コーナーペンドに
ついてのみ求められて、今や 直列分岐の最適広帯域マツチングについても成立つ。第
４図の直列分岐の形状は公知のＮＣ−削成方式（数値制
御削成方式）で作成するのに特に適する。

両中空導体フォークの直列分岐ＳＶには第６図に示すよ
うに各アームにて１つのＥ−コーナペンＰがつづいてお
り、このＥ−コーナベンげは直列分岐の線路導体列中に
て夫々先行するＥコーナペンｒと同じコーナ（屈曲）角
を有するが逆の屈曲方向を有する。順次連続するＥ−コ
ーナーペンドの距離間隔！□は次のように選定されてい
る、即ち第６図に示すように今や相互平行に延びている
分割アームが、それの内＠に位置する広幅面壁間に間Ｆ
ＩＩＷを有しこの間隔は分割アームの広幅面（幅寸法）
　ａＴより幾らか大であるように選定されている。

直線フォークｇＧは次のようにして完全に構成される、
即ち第３図の右の分割アームは長さＪｇの直線状方形中
空導体によって延長されこの長さ１ｇを、第３７左にお
ける開脚形フォークｇＧが直線フォークの分割アーム間
で入り組み合わないようにして位置を占めるように選定
するのである。

第３７左における開脚形フォーク■Ｇは次のようにして
完成される、即ち、直列分岐の相互に平行に延びる分割
アームには２つの相互に等しいＥ−変位部材ＺＶが方形
中空導体横断面ａ７　：　４ｂＴを以て接読されるよう
にするのである。第３７左のＥ−変位部材は２つの相互
に等しいＥ−コーナーペンドから成り、このＥ−コーナ
ーペンドは相互に逆の屈曲方向のもとで均質な線路によ
って接続され、この線路の長さは水平方向に測定した変
位区間Ｖとして、２つの中空導体フォークの交差なしに
ないし、入れ組み合いなしに入り込み合いに十分である
ような区間Ｖが得られるような値にするのであるＯｆｒ
要なことは、第３図左沈水すように隣接せるＺ−コーナ
ーベンド間の間隔Ｊ、ユ＋　ｌＥ２が十分な大きさであ
るよう忙する場合のみ、２重分岐が開脚形フォーク■Ｇ
により電気的に対称的に（部も妨害波を惹起せずに）励
振されることである。そのために基準となるのは自由空
間波長λ０を有するクリティカルな最高動作周波数の際
の、Ｅコーナーペンドにより励振される”１１妨害フイ
ールげに対する、長さｌＴ！Ｕ１．ｌＦ、２を有する線
路部分の公知の非周期的減衰度’　ａｐ　Ｊｌである。

それは以下の通りである。

但しλに８．１は式（１）からのものが入る。実際上の
関連のあるコーナ（屈曲）角５０°〜６０°及びａＴ＝
４ｂＴＫ対して、本発明によれば最高動作周波数のもと
でａａｐＫｘｌ＝２０ｄＢで十分である。このことは小
さな長さ１．〜ｂＴの際にもう達成される。

第３図の偏分波器では偏波選択性の方形中空導体の接続
７ランジが同一平面内に位置する。

従って、直線フォークｇＧの電気長が、先ず、開脚形フ
ォークのそれより小である。少なくとも動作周波数のも
とで、偏分波器の２つの通過路の全く同じ１２長を次の
ようにして形成することが可能である、即ち直線フォー
クｇＧが延長され従って開脚形フォーク■Ｇがトボロゾ
カルな根拠により短縮され得るようにするのである。上
記位相対称性が比較的に大きな周波数特性を有するとい
うことを懸念する必要はない、それというのは一方の偏
分波器通過路の、他方のそれとの電気的相違は（この相
違点は第３図に示すように２−変位部材ＺＶに存する）
わずかなものと見做されるからである。

第３図の偏分波器の設計思想は上述のように提起された
課題の解決である、それというのは素子としてはＥ−コ
ーナーペンド及び物質線路のみが現われるからである。

もって、上記偏分波器の有効（利用可能）な周波数領域
は公知装置のそれに比して著しく拡大されており、あら
かじめ１オクターブを越えている。重要にして決定的で
あるのは第６図の新規な偏分波器が、西独特許第２８４
２５７６号明細書に記載の装置にて必要とされるような
Ｈ−曲り部（ベンｒ）をもはや何ら必要としない、とい
うことである。

第３図の偏分波器はすべての生じている中空導体部分の
軸がたんに２つの平面内に位置しているという別の特性
を有する。これら両平面は相互に垂直な位置関係にあり
、第３固有、左ではわかり易くするため図平面として選
定しである。これら平面はすべてのそれぞれの中空導体
の広幅面壁上に垂直罠なっておりこれらの広幅面壁は常
にそれの中心線に沿って交差するので、すべてのそれぞ
れの中空導体は上記平面内にて横流の生じないように従
って無損失で分割され得る。偏分波器は直線性（ｇＧ）
及び開脚状（ｉ■Ｇ）７オークの各２つの鏡対称的に同
じの半部から成る２重分岐ＤＶのほかにまたんに５つの
部分から合成され得る。すべての４つの７オ一ク半部の
中空導体壁は分離平面に関して例外なしにシリンダ状で
あるので、これらのすべての部分はＮｏ−削成方式にて
有利なコストで作成され得る。

第３図の偏分波器は周波数ろ波器（分離装ｆｌｌ）−偏
分波器に拡大され得る。このために偏分波器の２ｊ）の
偏波選択性の、方形中空導体接続部は第３図上方にて示
すように２つの等しい周波数（分離装置）ろ波器ＦＷ１
．　ＦＷ２の各１つと接続される。その際その周波数分
離装置は第３図の一番上におけるポートに夫々１つの下
側周波数帯域を導き上側周波数帯域を前以て側方へ方向
変換する。その場合周波数分離装置−偏分波器は全く上
方に２つの偏波選択性のポートを有し、これらのポート
は下側周波数帯域の相互に直交する２つの直線偏波の各
１つに対応づけられ、さらに上記分波器は上側周波数帯
域の両偏波忙対する２つの偏波選択性のあるポート（第
３図左方前方ないし右方から入り込む）を有する。周波
数分離装置−偏分波器はこれら４つの別個ポートを共通
の円形中空導体ポート（第３図下方）と接続し、上記共
通ポートには２帯域アンテナが接続されるものとする。

これら４つの分波器通過路は極めて、損失及び反射が少
なく、各通過路は他のすべてのものから減結合されてい
る。

筒波数分離装［ＩＦＷは西独特許出願公開第３２０８０
２９号公報に詳細に記載しである。

この装置は第３図に示すように上方周波数帯域　　。

Ｋ対する側方分岐と、第３図上方へ向いている略示した
４回路阻止回路とから成り、この阻止回路は上側周波数
帯域を阻止し下側周波数帯域を無反射で通過する。さら
に重要なことは、それらの周波数分離装置の基本的構成
が、偏分波器の中空導体フォークｇＧ、■Ｇの上述の基
本構成と一致されていることである。換言すれば、周波
数分離装置において成立つことはすべての中空導体の軸
が、同一平面内に位置し、すべての中空導体の広幅面壁
がこの平面上にあり、この平面はすべての中空導体側壁
を、その中心線に沿って（要するに横流ないし横方向施
流従って損失のないように）分離し、すべての中空導体
側壁が上記平面に関してシリンダ状である、ことである
。この分離平面は所属の中空導体フォークの上述のよう
に選定された分離平面と重ねられている。このことから
分るように、複合体”周波数ろ波器（分離装置）十中空
導体フォーク”が１列で且継目なしでＮｏ−削成方式で
有利なコストで且尚精度で作成可能である。複合的周波
数ろ波器（分離装置ｔ）−偏分波器はたんに５つの構成
部分から成る。

さらに以下のことを注意しさえすればよい、即ち第３図
にて偏分波器と周波数分離装置との合成接続の際直列分
岐の先端と、上方周波数帯域の、第３図の例にて側方に
入り周波数分離装置ポートとの間の最小間隔１．が必要
であることに注意しさえすればよい。この線路長は式（
３）Ｋより、上方周波数帯域忙対する側方に入り込む周
波数分離装置ポートにより励振されるＴ！−１１−妨害
フィールドの十芥高い非周期的減衰度を可能にしなけれ
ばならない。

第３図に示す、偏分波器忙対して周波数分離装置の、所
謂延長した装！構成について述べるべきは、周波数分離
装置が、やはり折曲されても（有利に中空導体広幅側の
ほうの面について）配置され得ることである。このため
に周波数ろ波器（分離装置）の、西独特許出願公開公報
第３２０８０２０号に記載されたＷｓ成変形例について
示唆しさえすればよい。

発明の効果 冒頭に述べた形式の成分波器において、Ｈ−曲り部（ペ
ンド）の欠点、即ち一義性周波数がより高周波の領域に
向って制限され且Ｈ２Ｏ−遮断周波数に達する動作周波
数から妨害波が生ずるという欠点を取除き、Ｈ−曲り部
が必要とされないような偏分波器を構成実現できるとい
う効果が本発明により達成される。

【図面の簡単な説明】 第１図は方形中空導体の辺比ａ／ｂに依存して、理論的
−輪性周波数領域ｆＫＫ□ｘ　／　ｆＫＨ工。及び実際
上利用可能な周波数領域ｆ。ｂ／ｆ１１の変化を示す特
性図、第２図は屈曲（コーナー）角度αに依存しての、
ａ＝４ｂを有する方形中空導体におけるＥコーナーペン
Ｐ用の最適角取り部の構成図、第３図ほぼ分波器の相互
に垂直な横断面として、右側に直線状中空導体フォーク
を、左側に開脚状中空導体フォークを有する横断面を示
す構造図、第４図は広帯域にマツチングされた直列分岐
の寸法設計の説明図ヤある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、高筒波技術装置用の偏分波器であつて、該偏分波器
   にはそれ自体対称的な５アームの２重分岐が設けられて
   おり該２重分岐は軸方向に延在している円形又は方形の
   １つの中空導体を２対の相互に夫々相対向する方形中空
   導体に分岐しているものにおいて、２重分岐（ＤＶ）の
   ２つの相対向する方形中空導体アーム（１、３）から成
   る第１対の方形中空導体が、直線の分割アームを有する
   それ自体対称的な中空導体フォーク（ｇＧ）によつて給
   電されるように構成されており、 ２重分岐（ＤＶ）の２つの相対向する方形中空導体アー
   ム（２、４）から成る第２対の方形中空導体アームがそ
   の広幅側のほうの面で開脚構成されている分割アームを
   有する第２のそれ自体電気的に対称的な中空導体フォー
   ク（■Ｇ）によつて給電されるように構成されているこ
   とを特徴とする偏分波器。 ２、両中空導体フォーク（ｇＧ、■Ｇ）は夫々対称的直
   列分岐（ＳＶ）を具備して構成されている特許請求の範
   囲第１項記載の偏分波器。 ３、直列分岐（ＳＶ）は波動インピーダンスマッチング
   するように構成されており、その分岐分割アームの辺の
   比がほぼａ＿Ｔ＝４ｂ＿Ｔであり、その際ほぼａ＝２ｂ
   を有する規準断面プロフィル中空導体を基にしている特
   許請求の範囲第２項記載の偏分波器。 ４、それぞれの直列分岐（ＳＶ）には各２つのＥ−コー
   ナーベンドが接続されており、各中空導体フォーク（ｇ
   Ｇ、■Ｇ）の分割アームが相互に平行に延び直線中空導
   体（ｇＧ）の分割アームの各内側広幅面間の間隔（Ｗ）
   が分割アームの広幅面幅寸法（ａ＿Ｔ）より幾らか大（
   略１０％）であるように前記Ｅ−コーナーベンドは構成
   配置されている前記特許請求の範囲各項のうちいずれか
   に記載の偏分波器。 ５、第２中空導体フォーク（■Ｇ）の直列分岐（ＳＶ）
   の相互に平行に延びる分割アームには相互に平行に延び
   る長手軸を以て配置されたＥ−変位部材が接続されてお
   り、該Ｅ変位部材はやはり２つのＥコーナーベンドから
   成り、該両コーナーベンドは相互に逆の屈曲方向のもと
   で均質な線路を介して相互に接続されており、該線路の
   長さは２重分岐（ＤＶ）の長手軸線（５）に対して垂直
   方向に測つたコーナーベンド変位区間が両中空導体フォ
   ークの、交差せずにないし入り組み合わずに相互に挿入
   し合うのを可能にするような長さを有するような値であ
   る前記特許請求の範囲各項のうちいずれかに記載の偏分
   波器。 ６、隣接するＥコーナーベンドの相互間隔（ｌ＿Ｅ＿１
   、ｌ＿Ｅ＿２）が、要求さるべきＥ＿１＿１妨害フィー
   ルド減衰度（ａ＿ａ＿ｐ＿Ｅ＿１＿１）に鑑みてこの点
   でクリティカルな最も高い動作周波数のもとで十分な大
   きさである特許請求の範囲第５項記載の偏分波器。 ７、Ｅ−コーナーベンドは対称的角取り部及び角取り部
   平面の対角線交点にて取付けられた負の侵入深度を有す
   るねじを備えるか、又は対称的角取り部のみを備えてお
   り、その際角取り部の水平ないし／鉛直寸法（ｃａｔｈ
   ｅｔｕｓ）は広帯域マッチングには最適に選定されてい
   る前記特許請求の範囲各項のうちいずれかに記載の偏分
   波器。 ８、各中空導体フォーク（ｇＧ、■Ｇ）が、夫夫１つの
   平面によつて機械的に分離され、該１つの平面はすべて
   のそれぞれの中空導体の広幅面壁上に垂直に位置してお
   り、その中心線に沿つてそれらの広幅面壁と交差する前
   記特許請求の範囲各項のうちいずれかに記載の偏分波器
   。 ９、直列分岐（ＳＶ）は広幅面（ａ＿Ｔ）全体に亘つて
   延びているウェッジ部（Ｋ）を有し、該ウェッジ部の鋭
   角（α）は直列分岐の単純な屈曲角ないしコーナ角（α
   ）に等しく、それの水平ないし垂直寸法（ｃａｔｈｅｔ
   ｕｓ）（Ｘ＿Ｅ＿ｏ＿ｐ＿ｔ）は場合により負の侵入深
   度を有する各ねじと共に、又は２つの方形ウェッジ表面
   の対角線交点にて各１つの凹部と共に広帯域マッチング
   にとつて最適に選定されている特許請求の範囲第３項記
   載の偏分波器。 １０、直線状フォーク（ｇＧ）の分割アームの長さ（ｌ
   ｇ）及び開脚形フォーク（■Ｇ）の変位区間（Ｖ）を、
   偏分波器の、２つの偏波選択性接続フランジが同一平面
   内に位置するように選定した前記特許請求の範囲各項の
   うちいずれかに記載の偏分波器。 １１、直線状フォーク（ｇＧ）の分割アームの長さ（ｌ
   ｇ）を延長し開脚形フォーク（■Ｇ）の変位区間を短か
   くし、前記の分割アームの延長及び区間短縮は偏分波器
   の２つの通過路分岐に対して所定の周波数のもとで精確
   に同じ電気長が得られるように構成されている前記特許
   請求の範囲各項のうちいずれかに記載の偏分波器。 １２、２つの偏波選択性の方形中空導体入口ポートに各
   １つの周波数ろ波器（ＦＷ）が接続されている前記特許
   請求の範囲各項のうちいずれかに記載の偏分波器。 １３、周波数ろ波器（ＦＷ）の横流のない分離平面はそ
   れぞれ所属の中空導体フォーク（ｇＧないし■Ｇ）の、
   横流のない分離平面と一致されているように構成されて
   いる特許請求の範囲第１２項記載の偏分波器。 １４、偏分波器の夫々の方形中空導体接続部の直列分岐
   （ＳＶ）のウェッジ部先端と、上側周波数帯域に対する
   側方から入り込む周波数ろ波器ポートとの間の間隔（ｌ
   ＿Ｅ＿３）が、要求さるべきＥ＿１＿１−妨害フィール
   ド減衰度（ａ＿ａ＿ｐ＿Ｅ＿１＿１）に鑑みて、この点
   でのクリティカルな極めて高い動作周波数のもとで十分
   大である特許請求の範囲第１３項記載の偏分波器。