JPS6122787A - ブラシレス直流モ−タの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ロータの位置検出用素子を不要としたブラシ
レス直流モータの駆動回路に関する。

〔背景技術とその問題点〕

従来、ブラシ付き直流モータは、ブラシと整流子による
機械的スイッチによって転流を行なっており、この機械
的スイッチの断続によ多発生する火花放電のノイズが周
辺の電子回路に悪影響を与える場合があった。また、・
この火花放電の繰シ返しは、ブラシの摩耗や整流子の損
傷を招き、モータの寿命を低下させる原因となっていた
。

一方、ブラシレス直流モータは、上船機械的スイッチを
トランジスタ等の半導体スイッチに置き換えており、ブ
ラシ付き直流モータの有する欠点が解消されている。

このブラシレス直流モータでは、界磁用磁石であるロー
タの位置を検出し、ステータを構成する電機子コイルへ
の通電モードを順次切り換える必要があシ、従来からこ
のロータの位置を検出する位置検出用素子としては、ホ
ール素子等が用いられている。ロータの磁界内に配され
るこのホール素子は、一般には、電機子コイルの相数と
同数設ける必要がある。

ところで、このようにブラシレス直流モータにホール素
子等の位置検出用素子を用いることは、コストを増大さ
せ゛たシ、組付けや配線の工数を増してしまうという欠
点がある。また、位置検出用素子を配することによシ、
電機子のコイル容積が制限を受けることがあったシ、モ
ータを小型化できないという欠点がある。

そこで、ロータの位置を検出するために配されるホール
素子等の位置検出用素子の個数を減らしたり、または廃
止する試みが以前からなされている。たとえば、３相の
ブラシレス直流モータにおいて、２つの位置検出用素子
を用いこれらの検出用素子の出力の和により３相目を合
成したりするととが行なわれている。また、休止中の２
つのコイルに誘起される逆起電力を検出して、つぎの通
電を決定する３相の片方向通電におけるセンサレス等が
知られている。

しかし、片方向通電ではモータの外形形状の大きさに対
する出力比が小さく、マたトルクリップルが大きいとい
う欠点がある。また、２つの位置検出用素子を用いる上
述の制御では、２つの検出用素子の感度をそろえる必要
があることや、検出される磁束形状に制約があるという
欠点がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、従来のブラシレス直流モータでは、ロータ
の位置検出用素子を用いるために、モータを小型化でき
なかったり、コストがアノグし、また組付けや配線の工
数を増やしてしまうという不具合がある。また、位置検
出用素子を配さないブラシレス直流モータは片方向通電
に限ってし１い、モータ形状の大きさに対する出力比が
小さいという問題点がある。

そこで、本発明はこのような問題点を解決するために提
案されたものであシ、両方向通電においてもロータの位
置検出用素子が不要であり、組付けや配線の工数を減ら
すことができ、有効スペースの向上により電機子のコイ
ル容積が制限されることがなく、外形形状の大きさに対
する出力比が大きく、超小型化の可能な、しかもコスト
を削減できるブラシレス直流モータの駆動回路を提供す
ることを目的とする。

また、先に本発明者は、特願昭５８−１８６３７２号に
おいて、電機子コイルに流れる電流の超小値の位相ずれ
に基づいて制御を行なうブラシレス直流モータの駆動回
路を提案し７ているが、本発明は電流制御によらない新
規な駆動回路を提供しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この目的を達成するために本発明のブラシレス直流モー
タの駆動回路は、発振回路の発振出力をカウンタにより
カウントし、このカウント出力から各相への通電を切シ
換える通電モード切換信号を作り出す駆動回路において
、各相の電機子コイルに印加される駆動電圧の極太値を
検出し、この検出した電圧波形の極大値の位相ずれに基
づき上記発振回路の発振出力の位相を制御することを特
徴とする。

〔作用〕

したがって本発明によれば、両方向通電においてもロー
タの位置を検出する検出用素子が不要となム組付けや配
線の工数を削減することができ、有効スペースの向上に
よって電機子のコイル容積が制限されなくな９、外形形
状の大きさに対する出力比が大きく、超小型化の可能な
、しかもコストダウンを図れるブラシレス直流モータの
駆動回路を提供することが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。

まず、本発明の基本的な考え方を述べる。ブラシレス直
流モータでは、スイッチングトランジスタ等を切９換え
ることによって、ステータを構成する各相の電機子コイ
ルへの通電が行なわれる。゛この通電相の切シ換えであ
るスイッチングの位相が正しく、シかも電流一定で駆動
した場合では、界磁用磁石であるロータの回転によって
電機子コイルに誘起される誘起電圧（逆起電力）によ）
、電機子コイルに印加される駆動電圧は、スイッチング
間の中央において最も高い電圧値を示すように々る。ま
た、上記スイッチングの位相に進みや遅れが有ると、駆
動電圧の電圧波形の極大値の位相にずれが生じるように
なる。そこで、発振器の出力をカウントするカウンタの
出力から、各相に対する通電モードを切シ換える通電モ
ード切換信号を作９出し、上記スイッチングトランジス
タにこの通電モード切換信号を供給するような駆動回路
に対して、上記電圧波形の極大値の位相ずれを検出しこ
の検出信号によシ上記発振器の発振出力の位相を制御す
るようにすれば、前述の位置検出素子を配することなく
モータを駆動することができるとともに、上記スイッチ
“ングの位相を正しく補正することができ、負荷の変動
によらず常に最大トルクを得ることができるようになる
。

第１図は、このような本発明により構成されるブラフレ
ス直流モータの駆動回路を示している。

この第１図に示すブラフレス直流モータは、たとえば３
相Ｙ結線の両方向通電のブラフレス直流モータであシ、
３相を構成する電機子コイル１，２゜３を有している。

捷だ、電機子コイル１に給電し通電モードを切り換える
スイッチングトランジスタ４，５は、トランジスタ４の
エミッタがトランジスタ５のコレクタに接続され、この
接続点がＹ結線されている電機子コイル１の他端に接続
されている。また、電機子コイル２に給電し通電モード
を切り換えるスイッチングトランジスタ６．７ば、トラ
ンジスタ６のエミッタがトランジスタ７のコレクタに接
続され、この接続点が電機子コイル２の他端に接続され
ている。さらに、電機子コイ９ル３に給電し通電モード
を切シ換えるスイッチングトランジスタ８，９は、トラ
ンジスタ８のエミッタがトランジスタ９のコレクタに接
続され、この接続点が電機子コイル３の他端に接続され
ている。また、上記トランジスタ４，６．８のコレクタ
が共通接続され、この接続点に定電流源である直流電源
Ｉｓが供給されている。さらに、上記トランジスタ５，
７．９のエミッタはそれぞれ接地されている。

また、電圧制御型発振回路ＶＣＯ１’０が６進カウンタ
１１に接続され、■Ｃ０１０の第２図Ｅに示す発振出力
がカウンタ１１によジノ（ルスの立下９においてカウン
トされる。また、６進カウンタ１１は、３相ロジック回
路１２に接続されており、このロジック回路１２におい
て、電機子コイル１゜２．３の各相への通電モードを切
シ換える通電モード切換信号が、カウンタ１１のカウン
タ出力に基づいて作り出される。そして、この３相ロジ
ック回路１２の出力と上記スイッチングトランジスタ４
，５．６，７，８．９のベースが接続され、これらトラ
ンジスタ４．５．６，７，８．９に上記通電モード切換
信号が順次供給される。これによシ、スイッチングトラ
ンジスタ４　、５　、６　、７゜８．９のオン状態、オ
フ状態が順次切シ換えられ、電機子コイル１．２．３へ
両方向に順次通電される通電モードの切シ換えが行なわ
れて、ロータの全周角に渡って駆動力が発生し、ロータ
が回転する。

また、スイッチングトランジスタ４．６．８のコレクタ
の共通接続点であシ直流電源Ｉｓの供給点１３からは、
電機子コイル１，２．３に印加される駆動電圧が検出さ
れる。この検出される駆動電圧波形は、第２図Ｂに示さ
れている。ここで第２図Ａは、通電相の切り換えである
スイッチングのタイミングに相当するスイッチングパル
スである。

また第２図の横軸は時間経過を示し、この第２図におい
て、期間Ｔ３は上記スイッチングの位相が正しい期間、
期間Ｔ２はこの位相がやや進んだ期間、また期間Ｔ、は
この位相がさらに進んだ期間を示している。また、期間
Ｔ４はスイッチングの位相がやや遅れた期間、期間Ｔ５
はこの位相がさらに遅れた期間を示している。この第２
図Ｂの上記電圧波形に示されるように、スイッチングの
位相が正しい場合には、各電機子コイル１，２．３に印
加される駆動電圧の極大値の位相はスイッチング間隔の
中央すなわちスイッチングパルス間の中央に位置してい
る。また、上記スイッチングの位相のずれに応じて上記
電圧の極大値の位相がずれる。

ところで、上記供給点１３は微分回路１４に接続され、
この微分回路１４において、上記電圧波形の微分が行な
われる。この微分回路１４によシ第２図Ｂの電圧波形が
微分されると、第２図Ｃに示す微分出力が得られる。こ
の微分出力は第２図Ｃに示されるように、上記電圧波形
の極大値点およびスイッチング点においてゼロクロスす
るようになる。また、上記微分回路１４の出力は、反転
入力端子が接地された比較回路１５の非反転入力端子に
接続されてい゛る。このため、比較回路１５の比較出力
を第２図りに示すように、この比較回路１５からは、上
記電圧の極大値点とゼロクロス点この間にパルス幅を有
する比較出力（パルス波形）が得られる。寸だ、上記比
較回路１５の出力は位相比較回路１６の一方の入力端子
に供給されておシ、上記ＶＣＯ１０の発振出力がこの位
相比較回路１゛６の他方の入力端子に供給されている。

ここで、上記ＶＣＯ１０と位相比較回路１６および次段
に設けられているローパスフィルタＬ　Ｐ　Ｆ１７とは
、ＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）回路を構成し
ている。ところで、上記位相比較回路１６では、比較回
路１５の比較出力とＶＣＯｌｏの発振出力とがパールス
の立上りにおいて位相比較されることにより、第２図Ｂ
に示す上記電圧波形の極大値の位相ずれ、すなわち上記
スイッチングの位相ずれが検出される。この検出された
位相ずれは、位相ずれの進みと遅れに対応した２つの出
力となって、位相比較回路１６よう出力される。

この２つの出力は、第２図Ｆ、Ｇに示されておシ、第２
図Ｆがスイッチングの位相が進んだ状態の出力、１だ第
２図Ｇがスイッチングの位相の遅れた状態の出力を示し
ている。また、上記位相比較回路１６の出力は、ＬＰＦ
Ｉ７に通されることで、位相ずれに比例した直流電圧に
変換される。このＬ　Ｐ　Ｆ　１７の出力は、第２図Ｈ
に示されている。

また、このＴ、ＰＦ１７の出力電圧は、バイアス電圧Ｖ
と加算回路１８において電圧加算されたのち、」二記■
Ｃ０１０に供給される。このだめ、ＶＣＯｌｏでは上記
スイッチングの位相に進みがある場合には発振周波数が
一時的に下が９、またこの位相に遅れがあるときには発
振周波数が一時的に上昇することによって、ｖＣＯｌｏ
の発振出力の位相が制御される。これにより、第２図Ｂ
に示す電圧波形の極太値の位相がスイッチングパルス間
の中央に位相するように常に制御され、上記スイッチン
グの位相ずれが補正される。このように、電機子反作用
による中性点ずれに対して自動修正がなされるため、高
負荷時の出力を向上することができ、負荷の変動によら
ず常に最大トルりによりモータを駆動することができる
。捷だ、スイッチングの位相ずれが正しく補正されるこ
とにより、いわゆるスパイクノイズが押さえられ、たと
えば電源ラインを通９周辺の電子回路におよぼすノイズ
の影響を軽減することができる。

ここで、上記バイアス電圧Ｖは、ＬＰＦＩ７の出力電圧
がゼロである始動時に、ＶＣＯｌｏに供給され、モータ
の始動が行なわれる。また、この始動時には、ＶＣＯｌ
ｏの発振周波数が低くなるように、バイアス電圧■が設
定されている。なお、バイアス電圧を徐々に高めゆくこ
とによｐ、ＶＣＯｌｏの発振周波数を徐々に高めてゆく
ようにして始動させてもよい。

ところで、上述の実施例では、位相比較回路１６、Ｔ、
　１）　Ｆ　１７、およびＶＣＯｌｏで構成されるＰＬ
Ｌ回路によって、ｖＣＯｌｏの発振出力の位相を制御す
るようにしているが、このようにＰＬＬ回路構成によら
ず、上記比較回路１５の比較出力をローパスフィルタＬ
ＰＦ１９に通し、このＬＰＦＩ９の出力を積分したのち
上記ＶＣＯ１０に入力するようにしてもよい。第３図は
、このように構成される他の実施例の要部を示し、第１
図の上述の実施例の変更部分のみをブロック図に示して
いる。

この第３図において、上記比較回路１５の比較量カバロ
ーパスフィルタＬＰＦ１９に通されることで平均値が取
り出される。このＬＰＦＩ９の出力は、第４図Ｆに示さ
れている。この第４図において、第４図Ａ乃至Ｅは第２
図Ａ乃至Ｅに対応してお９、第４図に示す期間Ｔ、乃至
Ｔ、は、第２図の期間Ｔ１乃至Ｔ、に対応している。と
ころで、上記ＬＰＰ１９の出力は、積分回路２０に供給
される。

この積分回路２０は、周波数偏差をなくしてＶＣＯｌｏ
の発振出力を位相制御するだめ設けられている。この積
分回路２０の出力は、上記加算回路１８を介したのち上
記ＶＣＯ１０に供給される。これにより、第４図の期間
Ｔ３のＬＰＦＩ９の出力、すなわち、上記スイッチング
の位相が正しい時のＬＰＦＩ　９の出力を基準にして、
ＶＣＯｌｏの発振出力の位相が、上記スイッチングの位
相ずれに応じて制御され、スイッチングの位相ずれが正
しく補正されるように彦る。

つぎに、第５図のブロック図および第６図の波形図を参
照してさらに他の実施例を説明する。この第５図には、
第１図の実施例の変更部分のみが示されている。丑だ、
第６図の波形図において、第６図Ａ乃至Ｅは第２図Ａ乃
至Ｅに対応しておシ、第６図に示す期間Ｔ、乃至Ｔ、は
第２図の期間Ｔ、乃至Ｔ５に対応している。

この第５図において、上記比較回路１５の比較出力はサ
ンプルパルス発生回路２１に入力される。

このサンプルパルス発生回路２１では、比較出力のパル
ス信号の立上シすなわち上記スイッチングパルスに同期
した第６図Ｆに示すサンプルパルス信号が作り出され、
このサンプルパルス信号が三角波発生回路２２に入力さ
れる。この三角波発生回路２２では、上記サンプルパル
ス信号に同期した第６図Ｇに示す三角波信号が作９出さ
れ、この三角波信号がピークホールド回路２３に入力さ
れる。このピークホールド回路２３では、上記三角波信
号のピーク値を上記サンプルパルス信号に基づいてピー
クホールドを行なっておシ、第６図１に示すピークホー
ルド信号を作９出している。

また、上記比較回路１５の比較出力はサンプルパルス発
生回路２４に入力される。このサンプルパルス発生回路
２４では、比較出力のパルス信号の立下シに同期した第
６図Ｈに示すサンプルパルス信号が作り出され、このサ
ンプルパルス信号がサンプルホールド回路２５に入力さ
れる。またこのサンプルホールド回路２５には上記三角
波信号が人力され、このサンプルホールド回路２５にお
いて、入力されたサンプルパルス信号に基づき上記三角
波信号のサンプルホールドが行なわれる。

このサンプルホールド回路２５の出力の第６図Ｊに示す
ザンプルホールド信号は加算回路２６に入力される。

ところで、上記ピークホールド回路２３の出力であるピ
ークホールド信号は、１倍乗算回路２γでよ倍されたの
ち、電圧反転されて上記加算回路２６に入力される。し
たがって、この加算回路２６では、上記ザンプルホール
ド信号から１倍されたピークホールド信号がマイナスさ
れるようになる。

−　この加算回路２６の出力信号は第６図Ｉ（に示され
ておシ、この出力信号は上述の加算回路１８を介してＶ
ＣＯｌｏに供給される。

このように、この実施例ではサンプルホール、ドやカウ
ンタ等の手段を用いて、ディジタル微分およびディジタ
ル時間カウントを行なっておシ、上記スイッチングの位
相に対応する時間を電圧変換して、スイッチング周期の
門からのスイッチングの位相ずれをエラー電圧信号とし
て取り出すようにしている。ここで、スイッチングの位
相が正しい場合は、前述したように駆動電圧の極大値の
位相がスイッチングパルス間の中央（スイッチング周期
のよ）となる。

したがって、第６図の期間Ｔ３の上記加算回路２６の出
ツバすなわち上記スイッチングの位相が正しい時の加算
回路２６の出力を基準にして、７００１００発振出力の
位相が、上記スイッチングの位相ずれに応じて制御され
、スイッチングの位相ずれが正しく補正されるようにな
る。

ところで、スイッチング周期の上を基準としているのは
、モータの回転速度変化に関係しない基準電圧を得るた
めである。

このように、本発明によれば、ＶＣＯｌｏの発振出力を
６進カウンター１によりカウントし、この６進カウンタ
ー１の出力に基づいて３相ロジック回路１２で、各相の
通電モードを切シ換える通電モード切換信号を作り出す
駆動回路において、電機子コイル１，２．３に加わる駆
動電圧の極大値を検出し、この検出した電圧波形の極大
値の位相ずれに基づいて、上記ＶＣＯ１０の発振出力の
位相を制御している。このため、前述のロータの位置検
出用素子を配することなくモータを駆動することができ
るとともに、通電相を切シ換えるスイッチングの位相ず
れを常に正しい位置に補正することができる。このよう
に、本発明によって、上記位置検出用素子が不要となる
ことにより、コストダウンが可能であシ、位置検出用素
子に要していた組付けや配線の工数が削減される。また
、モータ内部の有効スペースが向上し、電機子のコイル
容積が制限されず、コイルを有・効に巻き込むことがで
きる。寸だ、位置検出用素子がいらないため、モータの
超小型化が可能である。！、た、両方向通電においても
位置検出用素子が不要であシ、モータの外形形状の大き
さに対する出力の向上が図られるとともに、トルクリッ
プルを小さくすることができる。さらに、スイッチング
の位相ずれが常に正しく補正されるため、負荷の変動に
よらず常に最大トルクを発生でき、またノイズの発生を
防止できる。−また、既存の駆動回路に外付けで付加す
ることが容易に可能である。

ところで、上述の３つの実施例では、３相両方向通電の
Ｙ結線ブラシレス直流モータについての例を引用したが
、相数は３相に限らす幾相であってもよく、また片方向
通電であってもよい。捷だ、本発明をΔ（デルタ）結線
のブラシレス直流モータに適用することも可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、発振
回路の出力をカウンタでカウントし、このカウンタ出力
よシ通電相を切シ換える通電モード切換信号を作り出す
駆動回路において、各相の電機子コイルに加わる駆動電
圧の極太値を検出し、この検出した電圧波形の極大値の
位相ずれに基づいて、上記発振回路の発振出゛力の位相
を制御しておシ、これによシ通電相を切シ換えるスイッ
チングの位相を常に正しく補正することができる。

このため、ロータの位置検出用素子を配することなく、
ブラシレス直流モータを駆動することができる。この位
置検出用素子が不要なことから、コストダウンが可能で
あシ、組付けや配線の工数が削減され、さらにモータ内
部の有効スペースが向上し電機子のコイル容積が制限を
受けるようなことがなくなる。また、特にモータの超小
型化が可能となる。また、両方向通電においても位置検
出用素子が不要なことから、モータの外形形状に対する
出力比が向上し、トルクリップルを小さくすることがで
きる。　　　□ また、電機子反作用による中性点ずれが自動修正される
ため、常に正しいスイッチングの位相でモータを駆動す
ることができ、モータ負荷の変動によらず、常に最大ト
ルクによシモータを駆動することができるとともに、ノ
イズの発生を防止できる。

また、既存の駆動回路に外付けで付加することが容易に
行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるブランレス直流モータの１駆動回
路のブロック図、第２図は上記駆動回路の動作を説明す
る波形図、第３図は本発明の他の実施例を示すブラシレ
ス直流モータの駆動回路の要部を示すブロック図、第４
図は第３図の駆動回路の動作を説明する波形図、第５図
は本発明のさらに他の実施例を示すブランレス直流モー
タの駆動回路の要部を示すブロック図、第６図は第５図
の駆動回路の動作を説明する波形図である。 １．２．３　　・電機子コイル ４．５．６，７，８．９　　スイッチングトランジスタ
ｉｏ　　■ｃ。 １１・・・６進カウンク １２・・・３相ロジツク回路 １４・・微分回路 １５　・比較回路 １６・・・位相比較回路 １７・・・ＬＰＦ １８・・加算回路 １９・・ＬＰＦ ２０・・・積分回路 ２１．２４・・・サンプルパルス発生回路２２・・・三
角波発生回路 ２３・・・ピークホールド回路 ２５・・・サンプルホールド回路 ２７・・・門倍乗算回路 ２６・・加算回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 発振回路の発振出力をカウンタによりカウントし、この
   カウンタ出力から各相への通電を切り換える通電モード
   切換信号を作り出す駆動回路において、各相の電機子コ
   イルに印加される駆動電圧の極大値を検出し、この検出
   した電圧波形の極大値の位相ずれに基づき上記発振回路
   の発振出力の位相を制御することを特徴とするブラシレ
   ス直流モータの駆動回路。