JPS61256802A - デユアル円偏波波状アンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直交する２方向の偏波を有する広帯域幅波状
アンテナ、詳細には、２方向の円偏波を有する波状アン
テナ、さらに詳細には、単一円偏波アルキメデス・アン
テナや対数渦巻きアンテナに類似するパターン、利得、
インピーダンス、帯域幅の緒特性を有するデュアル円偏
波波状アンテナに関するものである。アメリカの辞書へ
リテージ（Ａｍｅｒｉｃａｎ　）ｌｅｒｉｔａｇｅ　Ｄ
ｉｃｔｉｏｎａｒｙ）は、形容詞の“波状の”　（Ｓｉ
ｎｕｏｕｓ　）を、多くの曲線または折返し、すなわち
曲がりくねりに特徴があると定義している。ここで使用
する用語“波状”は、曲線、または曲線と鋭い折返しす
なわちベンド、または直線と鋭い折返しから成る線であ
って、その鋭い折返しすなわちベンドが交互に生じてい
るものを意味するように一般化されている。したがって
ジグザグ曲線は、この定義に含まれる。

（従来の技術） アルキメデス渦巻きアンテナや対数渦巻き（等角渦巻き
とも呼ばれる）アンテナは、非常に広い帯域幅にわたり
本質的に周波数に無関数な性能が得られ、数十年にわた
って使用されてきた。ジョンソン（Ｊｏｈｎｓｏｎ　）
とジャシック（Ｊａｓｉｋ　）の共著の“アンテナ工学
ハンドブック（Ａｎｔｅｎａ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ
Ｈａｎｄｂｏｏｋ）″第２版、１９８４年、マグロ−・
ヒル社、第１４章“周波数非依存型アンテナ（Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ　Ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　Ａｎｔｅｎｎａ
ｓ）　　”には）対数周期アンテナのほか、アルキメデ
ス渦巻きアンテナと対数渦巻きアンテナが検討されてい
るので参照されたい。以下の頁で検討するように、波状
アンテナの特別部門が対数周期アンテナである。

最も実用的な渦巻き波状アンテナや最も普及している一
部のアンテナは、半球面において、単一指向性回転対称
パターン、１方向の円偏波、および非常に小さい軸比を
有する２アーム平面空胴付き構造であった。広帯域幅を
実現するために、空胴に吸収体が装荷されている。その
最も重要な利用面は、方向探知装置と監視装置である。

アルキメデス渦巻きのアームは、次式の曲線で定義され
る。

ｒ＝ａφ＋ｂ（１） ここで、ｒとφは極座標、ａは渦巻きの拡大率を決める
定数、ｂはストリップ線路構造のアームの幅を決める目
的で変えられるパラメータである。

アームの幅は、“無限渦巻き”に対し入力インピーダン
スが周波数に無関係であり、６０πΩの自由空間インピ
ーダンスを有するようにするため、構造が自己補対であ
るように、選定される。φの値が一定の場合には、導体
の形状は、半径距離ｒの周期関数になる。位相をずらし
て給電される２アーム渦巻きの場合には、大部分の放射
は、１波長の円周を有する環状リングにおいて生じる。

両アーム上の電流は、円偏波および回転対称パターンに
欠かせない減衰進行波である。円偏波の方向は、（１）
式の“ａ”の符号を変えることによって逆にされるが、
これは、渦巻きを反対方向に巻くことに相当する。

対数渦巻きのアームは、次式の曲線によって定義される
。

ｒ＝ｅＸｐ　　（ａ　φ＋ｂ　）　　　　　　　　　　
Ｔ２１ここで、ａは、拡大率を決める定数、ｂは渦巻き
のアームの値を決めるため変えられるパラメータである
。同様に、アームの幅は、構造が自己補対であるように
選定される。対数渦巻きアンテナは、角度のみによって
形が決められ、ラムジー（Ｒｕｍｓｅｙ）によって明ら
かにされた周波数に無関係な条件を満足する。φが一定
値のとき、導体の形状は、この場合、半径の対数の周期
関数になる。

周期は１ｎτである。ここで、２アーム構造の場合は、
τ＝ｅＸｐ（−１ａπ１）である。対数渦巻きは、因子
τによるスケーリングに対し変化しないことがわかるで
あろう。τが１より若干小さい場合には、アルキメデス
渦巻きアンテナや対数渦巻きアンテナの電気的特性は、
有限帯域幅にわたって本質的に変らない。

特別な方法を使って、限られた帯域幅にわたって渦巻き
アンテナで２方向の円偏波を得ることができる。たとえ
ば、内側端子と外側端子の双方から２アーム渦巻きアン
テナを給電し、３：１以下の帯域幅に対し２方向の円偏
波を発生させることができる。また、内側端子に２つの
異なる“正規モード”で、４アーム渦巻きアンテナを給
電し、３：１以下の帯域幅に対し２方向の円偏波を発生
させることができる。もっと多くのアームを使って帯域
幅を拡げることができるが、給電回路が複雑になるので
実用的でない。

２組の２アーム渦巻きアンテナで振幅と（または）位相
を比較する方法は、１次元方向探知に使用することがで
きる。モノパルス方式の和と差のパターン、すなわち４
つの傾斜ビームを使用する４アーム渦巻きアンテナは、
２次元方向探知に使用することができる。

平らな表面に置かれた４個以上の対数周期素子を使用し
、渦巻きアンテナに類似する電気的特性と物理的寸法に
より直交する２方向の偏波を得る従来の試みは、成功し
なかった。フリケンシー・インデペンデント特性を失う
ことなく、所望の直径を実現する目的で、素子を相互に
差し込む方法はこれまで見つかっていない。

円錐渦巻き構造を使用し、吸収空胴なしに、単一指向性
パターンを実現し、かつ平面渦巻き構造より数デシベル
大きな利得を得ることができる。

交差形対数周期ダイポール・アンテナは、アンテナの軸
線上にある単一指向性パターンのピークで、より小さい
軸比を有する２方向の円偏波を得るために使用される。

しかし、対数周期ダイポール・アンテナのＥ面とＨ面の
ビーム幅に大きな差があるため、軸比は軸線をはずれる
と急激に増大する。

長い、すなわち挟角の対数周期ストリップ形ジクザク・
アンテナは、正角錐の側面に置かれ、等しい４０°のＥ
面およびＨ面ビーム幅で、広帯域幅にわたり２方向の円
偏波を有する単一指向性パターンを発生するものであっ
た。しかし、能動領域すなわち放射領域における角錐の
側面の幅は、約λ／２（λ＝波長）であり、この領域の
対角線長さはλ／Ｅ「　である。ジグザグは、ビーム幅
を増す目的で（渦巻きは、７０°の公称ビーム幅をもつ
）、角錐の側面を越えて、相互に交差して延長すること
が可能であるが、能動領域の直径がなお大きすぎ、放射
素子は共面上に載らない。共面上に載るように、ジグザ
グの先端を隅で折り曲げることもできるが、隣りのジグ
ザグに接触したり、隣りのジグザグの隣りのストリップ
との間隔が等しくならないので好ましくない。したがっ
て、対数周期アンテナを用いて、２方向の円偏波を有す
る同じ容積の渦巻きアンテナに匹敵する性能を得る努力
は、これまで成功しなかった。

周波数非依存型アンテナは、角度によって形が決まる。

対数周期アンテナは、角度と設計比τ（タウ）によって
形が決まり、金属導体のＰ個のセルの縦列とみなすこと
ができる。あるセルの寸法と隣りのセルの寸法とはτに
よって関係づけられる。準対数周期アンテナは、セルの
形を決める角度とτを、セル番号Ｐの関数にすることに
よって得ることができる。もし、τと角度をあるセルか
ら次のセルへ適切に変化させれば、準対数周期アンテナ
で、極めて広い帯域幅を実現することができよう。

（発明の目的） 本発明の主目的は、渦巻きアンテナや対数周期アンテナ
の場合のように本質上制限のない帯域幅を有し、直交す
る２方向の偏波、詳細には２方向の円偏波を有し、渦巻
きアンテナに類似する放射ビームを有し、渦巻きアンテ
ナに類似する物理的大きさを有する、準対数周期波状ア
ンテナと、特殊な場合として、対数周期波状アンテナを
提供することである。

本発明の第２の目的は、ビーム幅を渦巻きアンテナのビ
ーム幅よりも大きな範囲まで制御することが可能な対数
周期波状アンテナと、準対数周期波状アンテナを提供す
ることである。

本発明の第３の目的は、ビーム幅を周波数によって制御
し、変えることが可能な準対数周期波状アンテナを提供
することである。

本発明の第４の目的は、小さい軸比、小さいサイド・ロ
ープ並びに小さいバック・ローブの指向性パターンを有
するデュアル円偏波対数周期波状アンテナと準対数周期
波状アンテナを提供することである。

本発明の第５の目的は、和パターンと差パターンすなわ
ち４つの傾斜ビームを有し、方向探知に利用できるデュ
アル円偏波対数周期波状アンテナと準対数周期波状アン
テナを提供することである。

本発明の第６の目的は、受信波の軸比を測定するために
使用できるデュアル円偏波対数周期波状アンテナと準対
数周期波状アンテナを提供することである。

（発明の構成） 簡単に述べると、本発明の上述およびその他の目的は、
中心点から発散し、平面または円錐面の上に置かれたＮ
個（Ｎは２より大きい数）の導電アームからなるアンテ
ナによって達成される。アームは、等間隔で配置され、
同様な形状を有するので、３６０／Ｎ”回転させても、
アンテナの構造は変らない。アームは、性質が対数周期
的もしくは準対数周期的であって、扇形部分の上で半径
を増しながら前後に振動する波状曲線によって形が決め
られる。アームは、相互に差し込まれ、相互に接触した
り、あるいは交差しないように形が決められる。同一振
幅および３６０ｍ／Ｎ”の漸進移相の電圧でアームに給
電することによって１つのモードが励振される。ここで
モード数ｍは整数である。モード数１と−１は、相反す
る２方向の円偏波を有する和パターンを発生させる。モ
ード数２と−２は、相反する２方向の円偏波を有する回
転対称の差パターンを発生させる。和モードと差モード
の同時励振により、種々の方向に傾斜ビームを発生させ
ることができる。

添付図面に関する以下の説明を読まれれば、発明を一層
良く理解できよう。

（実施例） 第１図は、本発明の実施例によるアンテナを球面座標系
（ｒ、　　θ、φ）で示す。アンテナは、平面上に置か
れ、Ｚ軸の近くにある中心点１２から発散している４個
の波状アームで構成されている。

アームは、接触することなく相互に差し込まれており、
Ｚ軸のまわりにアンテナを９０°回転させてもアンテナ
の構造が変らないようにその形が決められている。アー
ムは、給電回路と、最も内側の点１２でアームに接続さ
れた４本の導線伝送線路（図示せず）によって励振され
、同一の振幅と＋９０°または一９０°の漸進移相を有
する電流が流れて２方向の円偏波（ＣＰ）を発生する。

Ｚ軸上にピークをもつ回転対称の単一指向性パターンが
生じるように、アンテナは導電空胴１３　（通常は吸収
体が入っている）の上に置かれている。

給電回路は、２個のバランと３ｄｂ９０°ハイブリツド
で構成し、それを空胴の真下に置くことができる。４本
の導線伝送線路は、空胴の底からＺ軸に沿って給電点１
２まで延びている。空胴がなければ、アンテナは、相反
する２方向の円偏波を有する回転対称の双方向パターン
を相反する２方向に発生する。アームは、幅が中心から
の距離に比例して増加する金属ストリップからできてい
る。

プリント回路基板技術を使用すれば、数４分の一インチ
の幅と厚さをもつストリップを得ることができる。

波状アームの表面は、第２図に示した曲線１６に関係し
た諸曲線で形が決められている。一般に、曲線１６は１
からＰの番号が付されたＰ個のセルでできている。線Ａ
ＢＣは、セル１を形成し、線ＣＤＥはセル２を形成し、
以下同様である。半径Ｒｒは、各セルの外側半径を定義
する。設計パラメータαｐ（αｐ〉０）とτ、（１〉τ
、〉Ｏ）は、それぞれ各セルの川幅と、内側半径と外側
半径の比を定義する。Ｐ番目のセルの曲線は、次式％式
％ ここで、ｒとφは、曲線の極座標である。半径ＲＰは、
次式の関係がある。

Ｒｐ＝τｐ−＋　Ｒｐ−＋　　　　　　　　　　（４１
このタイプのセルは、正弦対数形セルと呼ばれる。

もしαｐとてＰがｐに無関係であれば、曲線は半径ｒα
対数の対数周期関数になる。もしαｐとτアがｐに関係
あれば、曲線は準対数周期曲線あるいは傾斜アルファ・
タウ曲線と呼ぶことができる。もしτ、を次式で定義す
れば、 （ｐ＞１）　　　　　　（５） セルの半径方向の長さは同一になる。それに加え、もし
αｐがｐに無関係であれば、曲線は半径の周期関数にな
る。この場合、曲線は次式で定義することができる。

φ＝αｓｉｎ　　（１８０Ｐ−ｒ）　　　　　　ｆ６１
ここで、Ｐは、Ｒ＋　＝１の正規化した半径に対するセ
ルの数である。これらのセルは、正弦セルと呼ばれる。

このタイプの曲線は、アルキメデス渦巻き曲線に類似し
ている。

第３図は、第１図のアンテナの１つの波状アームを示し
、アームのｐ番目のセルは、２つの曲線１７．１８で定
義される。

２つの曲線は、（３）式の曲線と同じ形状を有するが、
原点のまわりに±δ°回転されている。セルの先端すな
わち最も外側の点は、アームの中心線に対し角度αｐ＋
δの所に生じる。このアームは、円形領域に適合させる
目的で捩られ、わん曲された広角対数周期ジクザグ・ア
ンテナに似ている。

通常の導線ジクザグ・アンテナに比べて、セル内の波状
アームの幅は、アームに沿った距離に比例して変化して
いる。鋭いベンドにある突起１９の形の余分の金属は、
それらの個所で並列容量装荷を形成する。波状アンテナ
の４つのアームは、波状に前後に縫うように進む伝送線
路としてふるまい、中心点から励振されると、本質的に
、外向き進行波を支持する。波状アームからの放射は、
セルの電気通路長が約λ／２の奇数倍である半径領域を
除いて、小さい。ここで、λは波長である。

この場合、セルの始点と終点における周辺電流は同相で
ある。それは、両室流が相反する方向に進行しているが
、一方の電流は他方に対し位相が１８０°連れているか
らである。これらの領域は、“能動領域”と呼ばれ、完
全アンテナの場合には、４つのアームの能動領域が波長
の何分の−かの半径方向幅をもつ環状領域、すなわちリ
ングを形成している。最初の能動領域は、おおよそ次式
の所に生じる。

・　　λ ｒ　（αｐ＋δ）　＝　−（８） ここで、角度はラジアンで表わしである。より高次の能
動領域からの放射を無視できるように、この最初の能動
領域を通る進行波の減衰を大きくすることが重要である
。もし波状アームの各セルが一定のアーム幅を有すれば
、各ベンドにおける反射は大きくなろう。ベンドの等側
口路は、セルの伝送線路表示において直列インダクタン
スである。

能動領域では、ベンドからの反射が約λ／２離れており
、容認できないパターンとＶＳＷＲを発生することにな
る。前述の並列容量装荷は、特に、あとで説明する自己
補対設計では、ベンド反射を打ち消すように働く反射を
生じさせる。

和モードにおける渦巻きアンテナからの放射は、ｅｘｐ
（ｊφ）の形の進行波電流が存在し円偏波を生じさせる
ようなλの範囲を有するλリングで起る。ここで、４ア
ーム波状アンテナに関する基本的な考えは、直交する対
のアームに対しｓｉｎ　φおよびｃｏｓ　φの形の定在
波電流と同じものを生じさせ、直交する対のアームを等
しい電流振幅で、しかし＋９０”または−９０゛の移相
で励振し、ｅｘｐ　　（±ｊφ）の形の進行波と同じも
のを作ることである。第３図の１つの波状アームの各セ
ルからの放射は、２つのセルの半分に相反する２方向に
流れる進行波電流からの放射の和として表わすことがで
きる。２つの電流の和は、はソ゛正弦関数の定在波であ
る。したがって、αｐ＋δ＝９　ｏ”であり、かつ（８
）式を満足するときは、直交する対のアーム内の電流は
、ｓｉｎ　φおよびｃｏｓ　φ分布に近くなる。

帯域幅は、半径Ｒ８とＲｐ、そして最初のセルと最後の
セルについてのαｐとδの値によって規制される。低周
波数カットオフは、おおよそ次のときに起る。

λＬ Ｒｐ（αｐ＋δ）＝　−ｆ９１ ここで、λ、は、低周波数カットオフにおける波長であ
る。もしα１　＋δ＝π／２であれば、Ｒ。

−λ／２πである。高周波数カットオフは、次のときに
起る。

ここで、λ、は、高周波数カットオフにおける波長であ
る。良好な指向性や良好なインピーダンス特性を得るに
は、給電点と高周波数カットオフにおける能動領域の間
に“遷移領域”２１を設ける必要がある。合理的な妥協
案として、次式の関係が使われる。

周波数帯域幅比ＦＲは、次式で与えられる。

帯域幅は、Ｒｐを増すことおよび（または）ＲＰを減ら
すことによって任意に拡大することができる。マイクロ
波領域で１０：１の帯域幅が得られた。

能動領域の場合の放射パターンのビーム幅ＢＷは、能動
領域の半径に反比例する。すなわち、■ δ−２２，５°、α＝４５°、５５°、６５°の場合、
平均３ｄｂビ一ム幅は、それぞれ約６０”、７０°、８
０°である。対数周期波状アンテナの場合には、全能動
領域が半径Ｒ９の範囲内にあるような周波数よりも高い
周波数に対して、ビーム幅は、本質的に周波数に無関係
になる。準対数周期構造、すなわち傾斜アルファ・タウ
構造の場合は、ｐに比例して（すなわち、実際には半径
に比例して）αｐを適当に変化させることで、ビーム軸
を周波数に比例して変えることが可能である。

ビーム幅の制御は、波状アンテナによって得られるすば
らしい特徴であり、渦巻きアンテナでは得られないもの
である。

一定の帯域幅では、パラメータτ、により構造内のセル
の数が決まる。構造を簡単化するため、τ、は小さいこ
とが望ましい。最初の能動領域による減衰を大きくする
には、つまり周波数非依存特性を得るには、τ２を実験
で決めることができるある最小値より大きくしなければ
ならない。測定では、広い視角にわたり　（半球面にゎ
たりと同じ）軸比の小さい回転対称パターンを得るには
、τ２を０．６５以上にすべきことがわかった。

第４図は、α＝６０°、δ−２２，５°、Ｐ＝８（（６
）弐参照）である４アーム（Ｉｌａ、ｌｌｂ、１１Ｃ１
１１ｄ）の周期波状アンテナの平面図である。図を簡単
にするため、各アームに対し正弦形セルを６つだけ使っ
ている。構造は、半径ｒの周期関数であることに注目さ
れたい。また、この構造は、自己補対であり、すなわち
、たとえ半径Ｒｒ、ｌｌ！：ＲＰ−１内で、金属ストリ
ップを空間で置き換え、金属ストリップ間の空間を金属
で置き換えても、Ｚ軸のまわりに４５°回転しているこ
とを除いて、構造に変化はない。あとで検討するように
、地面に対するアームの入力インピーダンスは、無限構
造の場合、周波数に無関係であり、１３３Ωである。δ
を２２．５　”から増加させると、または減少させると
、アームのインピーダンスはそれぞれ減少し、または増
加する。

一般に、波状アンテナは、平面、円錐または角錐の表面
に置かれたＮ個のアームで構成することができ、中心軸
のまわりに３６０／Ｎ’回転させても構造は変らないよ
うな回転対称を有する。アンテナは、１つまたはそれ以
上の正規モード、すなわち固有ベクトルで励振して種々
の有用なパターンを発生させることができる。正規モー
ドの場合、励振電圧は、次式で与えられる。

Ｖｎ、ｍ　＝Ａｍ　ｅｘｐ　　（ｊ３６０ｍｎ／Ｎ）　
　　　（１４）ここで、ｎ”Ｉ’−２、−Ｎはアーム数
、ｍ＝±１、±２…はモード数、Ａｍはモードｍの励振
の振幅であって、複素数にすることができる。

モードの組合せを記述する場合に便利なので、記号Ｍｍ
を導入する。Ｍｍは、モードｍにおいてＮアーム全部の
励振を表わす。モードＭ、は、付加導体に対するアーム
の同相励振を必要とするので、普通は使われない。アン
テナの任意の励振は、（１４）式で与えられる正規モー
ドの和として表わすことができる。モードＩＶ１．がモ
ードＭ、４−．と同一であることは、明らかである。全
てのモード・パターンは、回転対称パターンを有し、全
てのモード・パターンは、モードＭ、とＭ−、の場合を
除いて、回転軸上に放射電界が０になるナル（Ｎｕｌｌ
）を有する。個別モードまたはモードの組合せに対し、
絶縁給電が行えるように給電回路を設計することができ
る（後の段落を参照されたい）。直交する偏波を有する
２つのパターンを得るには、Ｎは２以上でなければなら
ない。直交する２方向の円偏波を有する和パターンを得
るには、モードＭ、とＭ　−＋が使われる。直交する２
方向の直線偏波を有する和パターンを得るには、モード
の組合せＭＩ　＋Ｍ−＋とＭＩ　　Ｍ−＋が使われる。

モード振幅Ａｔ　とＡ、は、１であり、上記の組合せ番
こつＩ、ｚでは±１であることは、明らかであろう。

直交する２方向の偏波を有する２つの回転対称の差パタ
ーンを得るには、Ｎは４以上でなければならない。相反
する２方向の円偏波を有する差７＜ターンを得るには、
モードＭ２とＭ　−ｚが使われる。

ある方向の円偏波についてモノパルス形方向探知を行う
には、モードＭ、とＭ２が使われ、他の方向の円偏波に
ついては、モードＭ　−＋とＭ　−ｚが使われる。直交
する２方向の直線偏波を有する差ノ々ターンを得るには
、モードの組合せＭＺ　＋Ｍ−ｔとＭｚ　　Ｍ−ｚを使
うことができるが、直線偏波パターンは、偏波誤差があ
り、方向探知や追跡の利用にはほとんど役に立たない。

方向探知装置や追跡装置の場合には、４つの直交傾斜ビ
ームを有するアンテナを備えることが一般に望ましい。

これは、和モードと差モードの組合せによって実現する
ことができる。ある方向の円偏波のため４つの直交傾斜
ビームを得るには、モードの組合せＭＩ　　＋Ｍｚ　、
ＭＩ　　Ｍｚ　、Ｍｌ　　＋ｊＭｚ　、ＭＩ−ｊＭｚが
使われる。他の方向の円偏波は、上記のモード数の符号
を変えることによって得られる。４つの正規モードのみ
で８つのビームが得られるから、給電回路における３ｄ
ｂ損失は生じない。

Ｎアーム波状アンテナが自己補対であるための条件は、
次の通りである。

Ｎ 自由空間内の無限平面Ｎアーム自己補対構造は、ＮＸＮ
インピーダンス・マトリクスの要素が実数であり、かつ
周波数に無関係であるという非常に重要な性質を持って
いる。

デスチャンブス（Ｄｅｓｃｈａｍｐｓ　）は、第４図の
ような回転対称構造のアームをモードＭｍの電圧で励振
したとき、各アームの地面に対する入力インピーダンス
は、次式で与えられることを示した。

この自己補対の性質は、いくつかの重要な発見の糸口に
なった。無限構造を正規モードで、正規モード・インピ
ーダンスに等しいインピーダンスをもつ電圧発生器で給
電したとき構造の入力端に反射がないことから、ベンド
での反射がないか、あるいはベンド反射の全部が周波数
に無関係に入力端でゼロになるかのどちらかであると結
論される。後者の可能性は受は入れ難い。それとは関係
なく、もし最初の領域による減衰が大きければ、たとえ
ば１０〜２０ｄｂであれば、終端効果（構造の外縁から
の反射あるいは能動領域を過ぎた所の他の領域からの放
射）が小さくなり、アンテナははゾ周波数に無関係な性
能を示すであろう。前に触れたように、ベンドの所にあ
る短い突出部や突起により、反射のないベンドが得られ
たものと考えられる。

最初に成功した波状アンテナは自己補対形であったが、
これは、以下説明するアンテナで証明されるように必要
条件ではない。自己補対の条件は、デュハンメル（Ｄｕ
Ｈａｍｅｌ　）も最初に成功した対数周期アンテナ（米
国特許第２．９８５．８７９号）を製作するのに用いた
が、最近の研究によれば、この条件は全熱必要のないこ
とがわかった。しかしながら、この条件を用いることで
、設計アプローチや周波数非依存基準への見通しが得ら
れた。

第５図は、σ＝１８０”　−θ。の半頂角をもつ円錐２
２の上に置かれた６ア一ム対数周期波形アンテナの斜視
図である。アーム１１を形成している曲線は、ここでは
第２図を円錐構造の平面図とみなし、ｒを頂点から円錐
上の点までα距離とみなすことを除けば、第２図の曲線
に類似している。

Ｘ７面に対する円錐上のｒの投影は、単にｒｓｉｎθ０
である。アンテナの設計パラメータσ＝２０゜δ＝１５
゛であり、αｐとτ、はそれぞれ４５゜から６０°まで
、０．７から０．９まで変化する。このアンテナは、モ
ードＭ＋　、Ｍ−＋、Ｍｚ　、Ｍ−ｚで励振して、２方
向の円偏波のため回転対称の和パターンと差パターンを
発生させることができる。

渦巻きアンテナと同様に、円錐構造は、頂点の方向に単
一指向性パターンを発生する。前後比は、σを減少させ
ると増加し、約３０°以下のσに対し１０ｄｂ以上であ
る。給電回路や支持構造からの反射によるパターンの乱
れを少なくする目的で、円錐の底に吸収空胴２３を置い
てもよい。円錐構造の利点は、利得が平面構造の利得よ
り数ｄｂ大きいことである。吸収体装荷空胴付き平面構
造の場合は、電力の少なくとも半分が空胴とアーム上の
抵抗終端で吸収される。円錐構造は、ミサイルや高速の
航空機に一般に使用されているオージープ形に適合させ
るため修正することができる。円錐構造の能動領域は、
次の関係にあるとき、平面構造の能動領域と同様な仕方
で生じる。

λ ｒ　　（αｐ　＋δ）　ｓｉｎ　ｅ　ｏ　：　　　　　
　　（１７）周波数帯域幅比は（１２）式で与えられる
。σ＝９０゜の場合、６アーム波状構造は平面構造にな
る。広帯域幅にわたり単一指向性パターンを得るには、
吸収空胴が必要である。

波状アンテナと渦巻きアンテナとの間には、差パターン
に関して重要な相違がある。渦巻きアンテナの最初の差
モードの場合は、２λの円周長さおよび回転対称円偏波
差パターン（軸上のナル）を生じさせるｅｘｐ（ｊ２φ
）の形の進行波電流を有するリング内で放射が行なわれ
る。前述の段落と同様に、もし±７２０／Ｎ’の位相漸
進でアームを給電すれば、ｅｘｐ　（±ｊ２φ）の形の
進行波電流はＮアーム波状アンテナ（Ｎ＞４）を用いて
近似することができる言える。しかし、これらの電流は
、和パターン（モード±１）の場合のそれと同じ能動領
域に存在する。したがって、波状アンテナの場合は、渦
巻きアンテナの場合よりも、差ローブのピークが和ロー
ブのピークよりも軸から離れている。

波状アンテナを形成するのに使用できる曲線は、無限に
多い。（３）弐の曲線は、半径の対数の正弦関数である
。各セルの曲線も、半径の正弦関数として、あるいは半
径のその他の振動関数として定義することができよう。

Ｔ乗まで正弦関数で定義された曲線の研究によれば、Ｔ
を１以外にしても利点が得られないことがわかった。最
適の曲線に関する重要な基準は、構造寸法公差をできる
だけ大きくするものである。マイクロ波利用の場合は、
アーム幅および、アーム間のすきまが数十分の一インチ
になることがある。最適曲線は、アームの幅とアーム間
のすきまを等しくする曲線と定義することができる。以
下、この基準により近づいた曲線について説明する。

第６図は、複数のセルで構成され、各セルが２つの曲線
２６．２７と直線２８　（たとえば、セルｌの場合は、
曲線ＡＢ、ＣＤと直線ＢＣンで形成された曲線を示す。

２つの曲線と直線は、半径の対数の一次関数である。ｐ
番目のセルの第１区間は、次式で与えられる。

（１−Ｋ） （ＲＰ　　ｒｐ　　　　　≦ｒ　ｐＲｐ　）　　　　　
　（１８）ここで、Ｋは平らな先端の端を定めるパラメ
ータである。最初のセルの場合は、この区間が第６図の
曲′ｆＩｆＡＡＢである。直線区間すなわち平らな先端
部は、次式で与えられる。

φ＝αＦ（−１）’ 最後の曲線区間は、次式で与えられる。

（１−Ｋ） （ＲＰ　　τｒ≦ｒ＜Ｒｐ　　τＦ　　　　’）　　　
　　（２０）最初のセルの場合は、（１９）式と（２０
）式が、それぞれ線区間ＢＣとＣＤに相当する。前と同
様に、αｐとτＰは、傾斜アルファ・タウ構造を得るた
めに、ｐの関数にすることができる。

直線対数波状アンテナの１つのアームは、第６図の形状
の２つの曲線を用いて、しかし第３図の正弦対数波状ア
ームを形成するために用いた方法と同様に＋δ°と一δ
°回転させて、形成することができる。第７Ａ図は、４
アーム自己補対直線対数波状アンテナの平面図である。

設計パラメータαｐは、５０°から７０°まで、内側か
ら外側へ変化する。パラメータτ、は、同領域にわたっ
て０．６から０．８まで変化する。この平面図は、平面
構造または円錐構造のいずれの平面図とみなしてもよい
。第７Ｂ図は、円錐半頂角が２５°、δ＝　２２．５°
である４ア一ム円錐直線対数波状アンテナの傾斜図であ
る。設計パラメータαｐとτ２は、それぞれ５５°から
７０°まで、０．７から０．９まで変化する。

（３）式に類似する曲線に基いたアンテナ構造は、正弦
対数波状アンテナと呼ばれ、（１８）〜（２０）式に基
いたアンテナ構造は、直線対数波状アンテナと呼ばれる
。もし曲線を、横座標φｎ縦座標ｌ、、ｒの直交座標に
プロットすれば、直線対数曲線は、正弦対数曲線の不連
続線形近似であることがわかるであろう。平らな先端の
幅には、近似的に、セルのわずかな半径方向の幅であり
、セルのベンドにおける公差の問題を緩和するため、Ｋ
は０．１〜０、２の範囲に定められる。直線対数曲線は
、波状アンテナの場合、正弦対数曲線に比べてアーム間
の最小すきまが約３０％増加する。直線対数曲線は、ア
ンテナ開口面における金属とすきまの良好な分布が簡単
に得られ、このことは、アーム幅とすきまが数十分の一
インチになることがあるマイクロ波利用の場合に製作公
差の面で非常に重要である。

正弦対数波状アンテナや直線対数波形アンテナのアーム
は、交互に位置するベンドを結んでいる直線ストリップ
または導線を有し、平面構造、あるいは平面構造がジク
ザグの中心線に沿って折れ曲っている２平面構造の通常
の対数周期ジクザグ・アンテナに似ている。しかし、波
状アームと通常のジクザグ・アームとの間には、い（つ
かの重要な相違がある。第１に最も重要なことであるが
、波状アームの場合は、ベンドを結んでいるストリップ
が独自の形状でわん曲しており、アームが共面上で相互
に接触または交差することなく、交互に差し込むことが
でき、その差し込み領域では１つのアームが隣りのアー
ムからは一゛等しい間隔をおいて配置される。通常の直
線ジクザグ・アームでは、わずかな差込み領域を除いて
上述のことが不可能なことは、図から明らかであろう。

差し込み領域がわずかなために、放射パターンは回転対
称でなく、また、アンテナ直径も、渦巻きアンテナのそ
れよりも、もちろん大きな差込み領域を存する波状アー
ムのそれよりもかなり大きい。第２に、円錐波状アーム
の場合は、ベンドを結ぶストリップが、一方では円錐に
適合させるため、他方では前述の大きな差込み領域を実
現するため、２次元でわん曲している。第３に、準対数
周期波状アームは、自己補対にすることができるが、直
線ジクザグアームの場合は、たとえ円錐の表面に適合す
るように作られたとしても自己補対にすることはできな
い。

上述構造のアーム１１は、平面または円錐の表面に置か
れたストリップ２８から成る。前に検討したように、周
波数非依存特性を得るために、（１４）式で与えられる
自己補対条件を持ち出すことは、必らずしも必要でない
。第８図は、導線直線対数波状アンテナの１つのアーム
を示す。アーム２９は、第６図の曲線と、角度δ、で長
さが限定されたわん曲突起すなわち短かい突出部３１と
で形成されている。混同のおそれがあるが、δ、はここ
ては短かい突出部を定義しているのに対し、ストリップ
構造の場合には、曲線の回転を定義するのにδ、を用い
ている。ストリップ構造の場合も導線構造の場合も、能
動領域の半径はαｐ＋δ。

に関係しているので、短かい突出部のために、新しいパ
ラメータは定めていない。突出部３１は、ｐ番目のセル
の場合、呵Ｒ２で与えられる半径の所に取り付けられて
いる。したがって、ｐ番目の突出部の曲線は、次式で与
えられる。

ｒ　＝ｆコＲｐ　　　（ｚ　、　ａ−１φｎ−αｐ＋δ
、　　（２１）ここで、φは、ｐが偶数のとき正であり
、ｐが奇数のとき負である。δ２は正数で定義される。

ベンドにある短かい突出部３１は、ベンドによる反射を
打ち消す作用をする反射を生じさせる。アームは、導線
、ロンド、チューブ、あるいはストリップで作ることが
できる。理論上、アームの断面寸法は、半径に比例させ
るべきであるが、実際には、広い周波数帯域幅を実現す
るために、一定断面寸法を使用してもよい。この方法の
利点は、アンテナのプリント回路製造の際、アートワー
クの工程が非常に簡単になることである。欠点は、アー
ムの特性インピーダンスが大きくなり過ぎることである
。この欠点は、入力領域において線径またはストリ・７
ブ幅を自己補対構造に似るよう十分に大きくするか、あ
るいは低インピーダンス構造が得られるよう半径に比例
してアームの断面寸法を漸減することによっである程度
克服することができる。ビーム幅の変動を制御する目的
で、設計パラメータαｐとて、を半径に比例して次第に
小さくすることができる。第９図は、６アーム直線対数
波状アンテナの平面図である。τは０．５から０．８２
まで変化し、αは４２゛から５０゛まで変化し、突出部
の角度δは１６°から２０°まで変化している。上記の
各対の最初の数と、２番目の数は、それぞれ、構造の内
側領域と外側領域における値に相当する。第１０図は、
アーム２９′と突出部３１′を有する円錐形６アーム直
線対数波状アンテナの斜視図である。θは０．５から０
．９２まで変化し、αは５０°から７０°まで変化し、
δは２０°から３０°まで変化している。円錐半頂角は
２０°である。曲線導線波状アームと対数周期導線ジク
ザグ・アンテナとは、正弦対数波状アンテナと直線対数
波状アンテナに関して述べたような点で異っているばか
りでなく、ベンドに突出部が付加されているという点で
も異っている。

曲線は直線部分で近似することができるから、ストリッ
プ波状アンテナや導線波状アンテナを定義するのに必ら
ずしも曲線を使う必要がない。

ＵＨＦあるいはより低い周波数範囲での利用には、プリ
ント回路基板上に容易に実現することができる曲線構造
の代りに、直線導線またはロンド構造を用いるほうがよ
り実用的であり　（あるいは）望ましいと思われる。そ
の場合には、曲線構造の特性と同じ特性を得るために、
１セルについて何個の直線区間を使わねばならないかが
問題になる。

第１１図（１アームのみを示□す）に図示されたセル３
３を有する４アーム直線波状アンテナの場合は、３個が
答である。各セルは、４つの点、たとえば、セル１の場
合はＡ＋　、Ｂｔ　−Ｃ＋　、Ｄｒによって形が決まる
。点Ａ、の極座標（ｒ、　　φ）は、表示ＡＰ　　（ｒ
＋　　φ）で表わされ、点Ｂ、　、Ｃ，、ＤＰについて
も同様な表示で表わす。ｐ番目のセルの場合、点Ａｐ　
、ＢＰ　、ＣＰ　、Ｄｒは、次式で与えられる。

Ａｐ　　（ＲＰ　、　　０）　　　　　　　　　　　　
　（２２）Ｄｒ　　（ＲＰ　　τ１．０） セルは、これらの点の間に直線を引くことによって作ら
れる。同様に、ビーム幅およびカットオフ周波数を制御
する目的で、αｐ、τ２、δ、をセル番号に従って変化
させることができる。

第１２図は、アーム３３を有する４アーム直線導線波状
アンテナの平面図である。τは０．５から０．８２まで
変化し、αは４０’から６０°まで変化し、δは２０゛
から３０”まで変化している。

第１２図は、平面アンテナあるいは角錐アンテナの図で
あると解釈することができる。点線は、アンテナの周囲
に置かれた想像上の正方形を示す。

ＨＦ周波数範囲での利用には、正方形の四隅に置かれた
４本の柱で地面より上に支持され、正方形の対角線に沿
って張られた誘電体ワイヤで支持された導線アンテナを
有する平面導線構造を使用すべきである。このアンテナ
は、頂点に向けられたビームを発生し、直交する２方向
の偏波が得られる。平面構造の場合には、一定の地上高
のために、垂直パターンは、周波数によって変る。この
問題は、第１３図に示すような角錐直線導線波状アンテ
ナを使用すれば、解決することができる。このアンテナ
は、第１２図のアンテナと同じ設計パラメータを有する
が、その構造体は４５°の半頂角をもつ正角錐の上に投
影されたものである。構造を逆さまにしてその頂点を地
面レベルに置けば、垂直パターンは、本質的に周波数に
無関係になる。

より高い周波数に対しては、点線が背面空胴（ｂａｃｋ
ｉｎｇ　ｃａｖｉｔｙ）の外形とみることができる。

円形空胴内でわん曲した導線を使用するのに比べて、正
方形空胴内で直線の導線を使用する利点が、はとんどな
いことは、−見して明らかである。しかし、正方形放射
器は、デュアル偏波アンテナの１次元アレーや２次元ア
レーについては、よりコンパクトな構造が得られる。

第１１図、第１２図および第１３図に示した直線導線波
状アームと、ベンドを結ぶ直線導線を有する通常の対数
周期導線ジクザグ構造とは、い（つかの点で相違がある
。第１に、セルは共面上に存在するという拘束により、
前述のように、あるアームが隣りのアームと相互に差し
込むような独特の形で頂点に向ってセルがわん曲してい
る。また、２本の直線が交互に置かれたベンドを結んで
いる。第２に、ベンドには、隣りのアームに接触しない
ように短かい突出部が付加されている。第３に、角錐構
造の場合は、角錐に適合させ、かつ望ましい相互差込み
を行なうため、ジクザグ構造は２次元で曲げられる。

ＶＨＦＨＦ上の周波数に対しては、通常、ロッドまたは
チューブを使って放射素子を作ることが望ましい。第１
４図は、セルを線ＡＢＣとみなせば、１セルにつき直線
区間が２本のみの直線波状アンテナの１つのアーム３４
を示す。角度αは４５°で変らないから、このアンテナ
は、前のアンテナのような融通性はない。点の極座標は
、次式で与えられる。

ＢＦ　　（ＲＰ、　　（−４）’　　４５）Ｃｐ　　（
τＰ　ＲＰ　、−（−４）’　　４５）第１５図は、ア
ーム３４を有し、τが０．６がら０，９まで変化し、δ
が２０’から４０”まで変化している平面構造または角
錐構造の平面図である。

第１６図は、４５°の角錐半頂角を有し、τが０．５か
ら０．８２まで変化し、δが１８°がら３０”まで変化
している直線波状アンテナの斜視図である。この構造は
、角錐の四隅の所で誘電体ワイヤまてはチューブで支持
することができる。この構造は、３本の特徴と導線また
はチューブの接合部が角錐の面でなく隅にあるから、第
１３図の構造よりも丈夫であり、製作も簡単である。

第１４図、第１５図および第１６図の直線導線波状アー
ムは、ベンドに短かい突出部が付加されているという意
味で導線ジクザグ・アンテナとは相違している。短かい
突出部は、共面上に置かれ、隣りのアームの隣りのセル
に対しはソ゛等しい間隔をおいて、隣りのアームに交互
に差し込まれるような独特のやり方で付加されている。

Ｎ＞４で、１セルにつき最小限数の直線区間を有する直
線波状アンテナの設計は、容易である。

Ｎ＝５．７は給電回路がかえって複雑になるので避ける
べきである。Ｎ＝６は、給電回路に必要な部品が少ない
からＮ＝８より好ましい。Ｎ＝６の場合、６０°回転対
称になるように、アンテナが設計される。角錐構造は、
六角形の断面を有し、ベンドは、隅に生じる。

以上説明した全ての構造は、セルの角度で計った幅（ａ
ｎｇｕｌａｒ　ｗｉｄｔｈ　）が（α＋δ）に等しく、
αおよび（または）δはセル数ｐの関数にすることがで
きる。隣り合うアーム間の差込み量は、これらの角度と
、隣り合うアーム間の角度３６０／Ｎ゛によって決まる
。差込み比（ｉｎｔｅｒｌｅａｆ　ｒａｔｉｏ＋ＩＬＲ
）は角差込み量とアーム間の角度の比と定義することが
でき、次式で与えられる。

もしくα＋δ）＝１８０／Ｎ’であれば、ＩＬＲはゼロ
になる。たとえば、Ｎ＝４のとき、（α＋δ）く４５°
であればＩＬＳ＜Ｏであり、（α＋δ）〉４５°であれ
ばＩ　ＬＳ＞０である。ＩＬＲ＝１の場合は、セルの先
端が隣りのアームの中心線まで延びる。もしαおよび（
または）δがセル番号に従って変化すれば、ＩＬＲは、
隣りのアームのセル（ｐ＋１）と（ｐ−１）に対するあ
るアームのセルｐの近似平均差込み比を与える。

回転対称パターンと、渦巻きアンテナに匹敵するアンテ
ナ直径を得るには、ＩＬＳを約０．２以上にしなければ
ならない。０．２以下の値は、差込みが少ないと考えら
れる。１よりかなり大きなＴＬＲの値は、能動領域の直
径が小さくなりすぎて能動領域を介する放射が十分でな
くなるから避けるべきである。

第１４図を参照すると、もしαｐがｐに無関係であり、
δ、＝０と定めれば、構造は、α＝４５゛の、簡単な、
道線直線対数周期ジクザグ素子になることがわかる。α
をほんの少し増せば、隣り合うジグザグ形が互いに接触
することは、第１５図から容易にわかる。τ＝０．７の
場合は、最大許容ＩＬＲが０．１７である。ＩＬＲは、
τを増加させると、減少する。これらの結果は、平面構
造を円錐の上に投影しても当てはまる。しかし、突出部
なしの対数周期ジグザグ形はαが約１５゛以下でない限
り、たとえストリップを導線で置き換えでも、有効に動
作しないから、これらの結果は、机上のことである。

代りの方法として、小さい角度（α−１５”）のジグザ
グ形を小さく頂角の円錐の周囲に巻きつけ、交互に差し
込むことも可能である。この方法は、文献に報告されて
いない。αが次の方程式を満足するときは、隣り合うジ
グザグ形が接触することを示すことができる。

τを増加させると、αが減少し、その結果ＩＬＲが減少
する。ジグザグ形素子を良好に動作させるためには、セ
ルの半径方向長さが約０．０８λ以下になるよう、設計
パラメータτを選定しなければならない。これから次の
条件が導かれる。

τ→１　０．３２ｔａｎα　　　　　　　（２４）αに
１５°の限界があるので、適切な差込みを実現するには
、円錐の半頂角σを２０°以下にしなければならない。

σ＝１５゛の場合は、τ＝０．９１、α＝１９°にする
と、ＩＬＲ＝０．６４になる。接触を避け、かつ製造公
差を考慮に入れると、αを小さくする必要があるから、
実現可能なＩＬＲは、この値よりかなり小さくなる。σ
＝１０°の場合は、τ＝０．９５、α＝１４°にすると
、Ｉ　ＬＲ＝０．７６になる。同様に、実現可能なＩＬ
Ｒは、この値よりかなり小さくなる。したがって、直線
導線（またはストリップ）ジグザグ形は、約１０゜以下
の円錐頂角の場合でも有効に動作する可能性はある。し
かしながら、わん曲したジグザグ形は、相互差込み領域
においてアーム間にはｙ゛等しい間隔が得られ、したが
ってアーム間のカップリングが少なく、わん曲したジグ
ザグ形を使うほうがはるかに良い。その上、１０°以下
の円錐頂角は、円錐の長さが長くなり過ぎるから、大部
分の利用に対し実用的でない。

第１７図は、４アーム波状アンテナの給電回路の略図で
ある。必要な１８０°相対整相を行なうために、アンテ
ナの対向するアーム１．３、と２．４にバラン３６．３
７が接続されている。３ｄｂ直角（すなわち、９０°）
ハイブリッド３８は、２方向の円偏波に必要な±９０°
の漸進アーム整相を生じさせる２つの入力ポートＡ、Ｂ
を備えている。

第１８図、第１９図、第２０Ａ図及び第２０Ｂ図は、第
１７図の形式の給電回路を有する平面空胴付き４ア一人
波状アンテナの１実施例を示す。

第１８図は、アンテナ構造の中央部分の断面図である。

波状アンテナは、平面のプリント回路基板４１の上面に
食刻されている。アンテナの下に円筒形空胴４２が配置
されている。空胴の内径は、低カットオフ周波数におい
て約λ／３である。空胴の内部には、通常、ハニカム形
式の吸収体４３が置かれている。バランと９０°ハイブ
リツド３８は、金属製ハウジング４４の中に囲われてい
る。４本の同軸線路４６　（本断面図には２本のみ示し
である）はアンテナの表面からバラン空胴４７まで延び
ている。同軸線路４６の内部導体はアンテナのアームに
接続され、外部導体は一体に結合され空胴の真中を通っ
ている。９０°ハイブリツド３８は、中間誘電体層４８
の両側に食刻されている。この誘電体層４８の上と下に
は、付加プリント回路基板が配置されている。構造の底
に２個の同軸コネクタ４９が配置されている（１個のコ
ネクタのみを示す）。同軸線路を円錐の頂点まで延ばす
ことにより、４ア一ム円錐波状アンテナに対して同じ給
電構造を使用することができる。

第１９図は、中間誘電体層４８の平面図であって、９０
°ハイブリツドとバラン・フィードを形成しているスト
リップ線路４９を示す。実線と点線は、それぞれ、層の
上面と下面にあるストリップを示す。ハイブリッド３８
は、３ｄｂハイブリツドになるように２個の８．３ｄｂ
ハイブリツド５１．５２の直列接続から成っている。ハ
イブリッドは、ステップ形でもよいし、連続テーパー形
でもよい。

カップリングは、右側に長さ５３．５４にわたって存在
し、左側についても同様である。カップラーは、既存の
直線カンプラー構造を、中央領域の所で曲げて簡単に修
正することができる。点線は、２つのバラン空胴４７の
外形を示す。ビーム傾斜と軸比をできるだけ小さくする
目的で、左右対称を用いている。横側入力端子は、５６
と５７に置かれている。ストリップ線路のバラン・フィ
ードは、中間帯域で約Ａ波長だけバランの中心を過ぎ、
オーブン回路５８で柊っている。

第２０Ａ図と第２０Ｂ図は、それぞれ、一方のバランの
平面図と側面図である。バラン空胴は、第２０Ｂ図に示
した３層ストリップ線路組立によって励振される。上の
層と下の層に食刻された、ギャップ６２を有するストリ
ップ６１　（第２０Ａ図）は、ギャップ６２の所でピン
６３によって電気的に接続されている。ギヤツブ６２は
、中間層の上のストリップ６４　（第２０Ｂ図）によっ
て励振される。このストリップは、最上部の所でハイブ
リッドによって励振され、底部にある開放回路で終って
いる。同軸線路６６．６７は、空胴とストリップ６１の
側面に沿って延び、ギャップをまたいで並列に接続され
ている。これにより、平行出力同軸線路と入力ストリッ
プ線路の間に４：１のインピーダンス変成が得られる。

アンテナに対し２００Ω平衡供給インピーダンス（自己
補対構造の場合の入力インピーダンスに近い）と５０Ω
のバラン入力インピーダンスを与えるために、１００Ω
同軸線路を使用することができる。アンテナ・インピー
ダンスが２００Ωから相当具なる場合には、空胴の内部
において、同軸線路の外部導体を除去し、４本の残って
いる導線の間隔を漸減させて広帯域変成器を作ることが
できる。２本の同軸線路は、直列に接続することも可能
であるが、これには、アンテナ・インピーダンスを整合
するために、２５Ωの同軸線路と広帯域変成器が必要と
なろう。

第２１図は、４本のアームを有する直線対数波状導線ア
ンテナの５ＧＨｚにおける測定垂直パターンを示す。ア
ンテナは、平面で、空胴付きである。空胴直径は２．２
５インチである。パターンは、回転する直線偏波源を用
いて測定した。ビーク包絡線とナル包絡線との差が軸比
である。軸比は、半球面にわたり、０，５から３まで変
ることがわかる。３ｄｂビ一ム幅は７８°である。９：
１の帯域幅にわたる測定において、帯域の下端を除いて
約１０°のビーム幅変動があり、同じ結果を示した。

方位角によるビーム幅の変動は非常に小さく、これは、
能動領域を介するエネルギーの伝搬がほとんどないこと
を示す。この変動は、渦巻きアンテナの場合の変動より
はるかに小さい。２方向の円偏波のために和パターンと
差パターンを得るには、波状アンテナの場合、５個以上
のアームを使用する必要がある。実際の構成要素は、電
力を偶数個の成分に分割するということがあって、給電
回路がやっかいなものになるので、奇数個のアームを有
する波状アンテナは、避けるのが普通である。

アンテナの中央部の混雑も少ないし、給電回路もより簡
単になるから、６アーム構造のほうが８アーム構造より
も好ましい。第２２図は、和パターンと差パターンを生
じさせるための６ア一ム給電回路を示す。９０”ハイブ
リッド７１（Ｈ）とマジックＴ７２ａ、７２ｂ、７２Ｃ
，７２ｄに対する出力関数は、第２３図に定義しである
。ＨまたはＴに添字がない場合は、Ｔ＝４５°であり、
カップラーは等しい電力出力を有する。第２２図のＴ、
カップラーの場合は、γ−３５，２°で、２：１の電力
分割が得られる。アンテナ端子には１〜６の番号を付し
てあり、入力端子には、モード番号Ｍ１で表示しである
。アンテナ端子における位相漸進は、ｍ×６０”で与え
られる。給電回路は、入力側にあるＴを除いて、ｉａｏ
”回転対称であることに注目されたい。したがって、類
似の構成要素が完べきでなくとも同一性があれば、差パ
ターンＭ２　、Ｍ−ｚの照準誤差は、入力側にあるＴの
性能によって決まる。広帯域幅について実際に考慮すれ
ば、第２２図の各構成要素は、それぞれがｙ／２のカッ
プリングをもつ２個のカップラーの直列接続で構成する
必要がある。したがって回路には１６個のカップラーが
必要である。大部分のマイクロ波利用については、かな
り難かしい相互接続の問題があるが、数層の構成要素を
積み重ねる必要がある。

第２４図は、２方向の円偏波のための４つの傾斜ビーム
が得られる６アーム波状アンテナのより複雑な給電回路
を示す。この回路は、さらに対称的であり、方向探知誤
差も前の回路に比べてかなり小さい。ＩＰＤと表示され
た構成要素は分離型電力分配器であり、通常はウィルキ
ンソン（Ｗｉｌｋｅｎｓｏｎ　）形である。８ビームを
得るために、全てのビームに３ｄｂ損失が生じる。この
回路は、モスコＵ、　Ａ、　Ｍｏ５ｋｏ　）がＭｉｃｒ
ｏｗａｖｅ　Ｊｏｕｒｎａｌ。

Ｖｏｌ、　２７、Ｎ［Ｌ３．１０５−１２２頁に解説し
ている４アーム渦巻きアンテナのための給電回路に類似
している。ポートＭ　＋　　＋　Ｍ　ｚとＭ　＋　　Ｍ
　ｚは、相反する２方向に傾斜した２つのビームを発生
する。パターンは、和パターンと差パターンの単なる和
または差である。ボー）Ｍ＋　　　ｊＭｚとＭｌｊＭｚ
は、前述のビームの面に直交する面内で相反する２方向
に傾斜した２つのビームを発生する。同様な説明は、図
の上部に表示した反対の偏波の４つのビームに当てはま
る。

以上、アンテナ構造の最小セルと最大セルの大きさによ
って決まる周波数帯域幅にわたって直交する２方向の偏
波が得られる新しい種類の準対数同期波状アンテナを説
明した。アンテナは、とがった表面（角錐または円錐）
または平らな表面の上に置かれたＮ個の波状アームを有
し、中心軸のまわりに３６０／Ｎ“回転させても構造は
変らないような対称性を有する。和パターンを生じさせ
るには、３つ以上のアームが必要であり、和パターンと
差パターン、すなわち傾斜ビームを同時に生じさせるに
は、５つ以上のアームが必要である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、空胴付き４ア一ム平面準対数周期波状アンテ
ナの斜視図、 第２図は、第１図に示した型式のＮアーム準対数周期波
状アンテナのアームの形を決めるのに使用できる正弦対
数形セルから成る曲線を示す図、第３図は、第２図の曲
線を基にしたＮアーム波状アンテナの１つのアームを示
す図、 第４図は、第２図の曲線を基にした自己補対周期４アー
ム波状アンテナの平面図、 第５図は、第２図の曲線を基にした対数周期円錐６アー
ム波状アンテナの斜視図、 第６図は、Ｎアーム準対数周期波状アンテナのアームの
形を決めるために使用できる直線対数形セルから成る曲
線を示す図、 第７Ａ図は、第６図の曲線を基にした自己補対アーム準
対数周期波状アンテナの平面図、第７Ｂ図は、第６図の
曲線を基にした円錐４アーム波状アンテナの斜視図、 第８図は、直線対数形セルから成るＮアーム波状導線ア
ンテナの１つのアームを示す図、第９図は、第８図の曲
線を基にした６ア一ム準対数周期波状アンテナの平面図
、 第１０図は、第８図の曲線を基にした円錐６アーム波状
導線アンテナの斜視図、 第１１図は、１セルにつき３本の直線部分をもつ直線形
セルから成る４アンテナ波状導線アンテナの１つのアー
ムを示す図、 第１２図は、第１１図の導線アームを基にした４ア一ム
準対数周期波状導線アンテナの平面図、第１３図は、第
１１図の直線形セルを基にした角錐４アーム波状導線ア
ンテナの斜視図、第１４図は、１セルにつき２本の直線
部分をもつセルから成る４アーム直線波状導線アンテナ
の１つのアームを示す図、 第１５図は、第１４図の導線アームを基にした４アーム
直線波状導線アンテナの平面図、第１６図は、第１４図
の導線アームを基にした角錐４アーム直線波状導線アン
テナの斜視図、第１７図は、４アーム波状アンテナのた
めの給電回路の略図、 第１８図は、吸収空胴と給電回路を示す、平面空胴き波
状アンテナの断面図、 第１９図は、第１８図のアンテナのためのプリント回路
給電回路の平面図、 第２０Ａ図と第２０Ｂ図は、第１８図の給電回路に使用
したバランの平面図と側面図、第２１図は、４アーム直
線対数波状導線アンテナの測定された放射パターンを示
す図、第２２図は、６アーム波状アンテナの２方向の円
偏波のため和パターンと差パターンを発生させる給電回
路の略図、 第２３図は、ハイブリッドの出力関数を定義する略図、 第２４図は、６アーム波状アンテナの２方向の円偏波の
ための４つの傾斜ビームを発生させる給電回路の略図で
ある。 １１…波状アーム、　　１２…中心点、１３…導電性空
胴、　　１４…金属ストリップ、１６…曲線、１７．１
８…ｐ番目のセルの曲線、１９…突起、　２１…遷移領
域、　２２…円錐、２３…吸収空胴、 ２６．２７．２８…セルを形成する曲線と直線、２８…
アーム１１を形成するストリップ、２９…アーム、３１
…突出部、３３…アーム、３４…アーム、　　３６．３
７…バラン、３８…９０°ハイブリツド、 ４１…プリント回路基板、　４２…円筒形空胴、４３…
吸収体、　４４…金属ハウジング１．４６…同軸線路、
　４７…バラン空胴、 ４８…誘電体層、　４９…同軸コネクタ、５１．５２…
８．３ｄｂハイブリツド、５３．５４…長さ、　５６．
５７…横側入力、５８…オープン回路、 ６１…食刻されたストリップ、　　６２…ギャップ、６
３…ピン、　　　　６４…ストリ、２プ、６６．６７…
同軸線路、 ７１…９０°ハイブリツド、 ７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、１２ｄ−−−マジ、７りＴ０
図面の浄Ｓ（内容に変更なし） ＦＩＧ　１７ 手続補正書（方式） ３．補正をする者 事件との関係　　出願人 氏　名　　レイモンド　ホーリー　ドウノ＼メル４、代
理人 ７、補正の内容　　　　別紙のとおり 願書に最初に添付した図面（第１７図）の浄書（内容に
変更なし）

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）共面上に置かれたＮ個の波状アームの配列で構成
   され、各アームがある１つの共点から外側に延びた波状
   導体から成り、前記共点が、その共点を含む軸線のまわ
   りに３６０／Ｎ°回転させると構造が元の状態になるよ
   うな回転対称性を有する座標系（ｒ、φ）の原点となっ
   ている波状アンテナであって、 各アームは、１からＰの番号が付されたセルの縦列で形
   成され、ここで、１は最大のセルを表わしており、共点
   から測ったＰ番目のセルの外側半径Ｒ＿ｒと内側半径Ｒ
   ＿ｒ＿＋＿１は、設計パラメータτ＿ｐ＝Ｒ＿ｐ＿＋＿
   １／Ｒ＿ｐ＜１で関係づけられ、各セルは突起のある鋭
   いベンドをもつ導体部分から成り、各セルの各波状導体
   の中心線は、半径の振動関係であって半径の関数として
   、あるセルの場合は、φ＿ｎ＾・から（φ＿ｎ＋α＿ｐ
   ）＾・続いてφ＿ｎ＾・へ、次のセルの場合はφ＿ｎ＾
   ・から（φ＿ｎ−α＿ｐ＿＋＿１）＾・続いてφ＿ｎ＾
   ・へ滑らかに変化する角度座標φを有する線によって定
   義され、ここで、α＿ｐは正数であり、φ＿ｎはｎ番目
   のアームの最初のセルの始点に対する角度であり、α＿
   ｐは、隣り合う波状アームのセルが相互に差し込まれ、
   かつ相互に間隔をおいて配置されるようにする角度であ
   ることを特徴とする波状アンテナ。
2. （２）共面上に置かれたＮ個の波状アームの配列で構成
   され、各アームがある１つの共点から外側に延びた波状
   導体から成り、前記共点が、その共点のまわりに３６０
   ／Ｎ°回転させると構造が元の状態になるような回転対
   称性を有する座標系（ｒ、φ）の原点となっている波状
   アンテナであって、各アームは、１からＰの番号が付さ
   れたセルの縦列で形成され、ここで、１は最大のセルを
   表わしており、共点から測ったＰ番目のセルの外側半径
   Ｒ＿ｐと内側半径Ｒ＿ｐ＿＋＿１は、設計パラメータτ
   ＿ｐ＝Ｒ＿ｐ＿＋＿１／Ｒ＿ｐ＜１で関係づけられ、各
   セルは鋭いベンドをもつ導体部分から成り、各セルの各
   波状導体の中心線は、半径の振動関数であって半径の関
   数として、あるセルの場合は　φ＿ｎ＾・から（φ＿ｎ
   ＋α＿ｐ）＾・続いてφ＾・へ、次のセルの場合はφ＿
   ｎ＾・から（φ＿ｎ−α＿ｐ＿＋＿１）＾・続いてφ＿
   ｎ＾・へ滑らかに変化する角度座標φを有する線によっ
   て定義され、ここでα＿ｐは正数であり、φ＿ｎはｎ番
   目のアームの最も外側のセルの始点に対する角度であり
   、α＿ｐと波状導体の形状は、隣り合う波状アームのセ
   ルが相互に差し込まれ、かつ相互に間隔をおいて配置さ
   れるようにする角度と形状であることを特徴とする平面
   波状アンテナ。
3. （３）共面上に置かれたＮ個の波状アームの配列で構成
   され、各アームがある１つの共点から外側に延びた波状
   導体から成り、前記共点が、その共点を含む軸線のまわ
   りに３６０／Ｎ°回転させると構造が元の状態になるよ
   うな回転対称性を有する座標系（ｒ、φ）の原点となっ
   ている波状アンテナであって、 各アームは、１からＰの番号が付されたセルの縦列で形
   成され、ここで、１は最大のセルを表わしており、共点
   から測ったＰ番目のセルの外側半径Ｒ＿ｐと内側半径Ｒ
   ＿ｐ＿＋＿１は、設計パラメータτ＿ｐ＝Ｒ＿ｐ＿＋＿
   １／Ｒ＿ｐで関係づけられ、各セルは鋭いベンドをもつ
   導体部分から成り、各波状導体の中心線は、半径の振動
   関係であって半径の関数として、あるセルの場合はφ＿
   ｎ＾・から（φ＿ｎ＋α＿ｐ）＾・続いてφ＿ｎ＾・へ
   、次のセルの場合はφ＿ｎ＾・から（φ＿ｎ−α＿ｐ＿
   ＋＿１）＾・続いてφ＿ｎ＾・へ滑らかに変化する角度
   座標φを有する線によって定義され、ここで、α＿ｐは
   正数であり、φ＿ｎはｎ番目のアームの最初のセルの始
   点に対する角度であり、α＿ｐは隣り合う波状アームの
   セルが相互に差し込まれるようにする角度であり、さら
   に、アンテナ構造に対し絶縁給電を行なって、各アーム
   のＰ番目のセルの最も内側の部分を１またはそれ以上の
   正規モードで励振する手段を備えており、前記正規モー
   ドの電圧Ｖｎ，ｍは、次式で与えられるものであり、Ｖ
   ｎ，ｍ＝Ａ＿ｍｅｘｐ（ｊ３６０ｍｎ／Ｎ）ここで、 ｎ＝１、２、…Ｎ（アーム番号） ｍ＝±１、２…（モード番号） Ａ＿ｍ＝モードｍの複素振幅 であることを特徴とする波状アンテナ。
4. （４）共通の中心軸線から外側に延び、中心軸線のまわ
   りに３６０／Ｎ°の間隔で表面の上に対称的に配列され
   たＮ個の同一の波状アンテナ・アームで構成され、各ア
   ンテナ・アームがベンドと準対数周期方式で配列された
   曲線とで形成される複数のセルから成り、各セルが隣り
   合うアンテナ・アームの隣り合うセルの間に、接触しな
   いように相互に差し込まれていることを特徴とするデュ
   アル円偏波アンテナ