JPS6129220A - デイジタル信号伝送方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 し産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジクル信号伝送方法に関し、特に、ビット圧縮効率あ
るいはビット低減率を改善したディジタル信号伝送方法
に関する。

し従来の技術］ 近年において、ディジタル技術の進歩に伴い、オーディ
オ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリングし
て量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるＰＣＭ（パ
ルス・コード・モジュレーション）信号として伝送（記
録・再生を含んでもよい。）することが多くなっている
。

このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミック・
レンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリ
ング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間
当りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高く
なる。

しかしながら、伝送媒体（記録媒体を含んでもよい。）
の特性により上記ビットレートは制限を受け、また、送
受信側（あるいは記録・再生側）でのディジタル信号処
理速度度によっても上記ビットレートの制限が生じ、さ
らに現実問題として、ＰＣ”Ｍ信号記録再生装置等の製
品を供給する場合の経済性、コスト・パフォーマンス等
を考慮することにより、なるべく低いビットレートで高
品質の信号伝送あるいは記録再生を行うことが重要とな
る。

ところで、比較的低いビットレートで大きなグイナミン
ク・レンジの信号を伝送するための技術として、例えば
差分ＰＣＭ方式のような線型予測を用いたディジタル信
号処理技術が知られている。

例えば、本件発明者が先に提案した特願昭５８−９７６
８８号等においては、伝送すべきディジタル信号データ
の一定数ワード毎にブロック化し、複数個の予測フィル
タのうちのいずれ力）１個を介して伝送しており、上記
予測フィルタとしては、一般ＰＣＭ（ストレートＰＣＭ
）データを出力するもの、差分ＰＣＭデータを出力する
ものおよび和分ＰＧＭデータを出力するものの３種類を
備え、入力信号ζこ応じてデータ圧縮効率が最も高くな
る最適の予測フィルタあるいはＰＣＭモードを上記ブロ
ック毎に選ぶようにしている。この最適のＰＣＭモード
の選択は、１ブロック内のストレートＰＣＭデータの最
大絶対値、差分ＰＣＭデータの最大絶対値および和分Ｐ
ＣＭデータの最大絶対値をそれぞれ検出し、これらの３
つのブロック内最大絶対値を互いに比較して最も小さく
なる値が得られるＰＣＭモードを選ぶことにより行って
いる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、このような予測フィルタ処理を行ったデータ
として、差分ＰＣＭデータや和分ＰＣＭデータが選択さ
れた場合には、元のサンプリング波高値データに復元す
るために、１ブロックにつき１ワードの基準となるサン
プリング波高値データ（ストレートＰＣＭデータ）が必
要とされる。

この基準データのワードは、入力信号に応じた最適の予
測フィルタとは無関係に常にストレートＰＣＭデータが
選択されるため、ビット圧縮効率あるいはビット低減率
を改善する上での障害となっ　　　　　　１ている。

このような実情に鑑み、本発明は、ビット圧縮効率ある
いはビット低減率をさらに改善し得るディジタル信号伝
送方法の提供を目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段］ すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送方法は、入
力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数毎にブ
ロック化し、１ブロック内の時間軸方向の所定位置の１
ワードを基準ワードとし、該ブロック内の基塩ワードよ
り前方部分のワード列および後方部分のワード列に対し
てそれぞれ独立に予測フィルタ処理を施して上記基準ワ
ードとともに伝送することを特徴としている。

〔作　用〕

したがって、］ブブロクの前方部分と後方部分とで互い
に独立に予測フィルタ処理を施しているにもかかわらす
、基準ワードは１ブロックにつき１ワードで済み、実質
的にビット圧縮効率あるいはビット低減率を改善できる
・ 〔実施例〕 以下、本発明に係るディジタル信号伝送方法の一例トシ
て、オーディオ・ビットレート・リダクション・システ
ムに適用した一実施例について、図面を参照しながら説
明する。

第１図は、上記オーディオ・ビットレート・リダクショ
ン・システムのエンコーダ側の構成例を示している。こ
の第１図に示すエンコーダの入力端子１には、アナログ
・オーディオ信号を一定のサンプリング周波数ｆｓで標
本化し、量子化及び符号化を施すことによって得られた
例えばｌワード１４ヒツトのディジタルＰＣＭ信号（サ
ンプリング波高値データ信号）が供給されている。この
入力ディジタル信号は、プリエンファシス回路２に送ら
れる。このブリ・エンファシス回路２は、信号の高域を
強調してＳＮ比を向上するために用いられるものであり
、時定数は例えば５０μｓ程度である。プリエンファシ
ス回路２からのディジタル信号（例えば１ワード１４ビ
ツト）は、ブロック・メモリ３に送られている。ここで
、入力ディジタル信号は時間軸に沿って一定ワード数（
これを２ｎ＋１ワードとする。）毎にブロック化され、
このｌブロンク分の２０＋１ワードのデータがブロック
・メモリ３に記憶される。ブロック・メモリ３から読み
出されたデータは、差分・和分演算回路４に送られ、例
えばそれぞれ１ブロック分のワード数の差分ＰＣＭデー
タ、ストレートＰＣＭデータおよび和分ＦＣＭデータが
算出される。いま、入力ディジタル信号の１ブロック分
（２ｎ十１ワード）のデータを、第２図に示すように時
間軸に沿って順次、Ｘ−Ｈ、Ｘ　ｎ＋１＋　”’　ｒ　
Ｘｌ　ｇ　ｘＱ　、ｘ１１ｘ２．・・・＋ｘｎ　１１　
Ｘｎとするとき、中央位置のデータｘ。

のワードを基準ワードとして、上記差分ＰＣＭデータは
、 ｄｌ＝ｘｏ７Ｘｌ　、　ｄ−にＸＯ−ＸＩｄｒｌ＝Ｘｎ
　−１”ｎ　ｒ　　’　”二ｘ−，４１−ｘ。

の２ｎワードが１ブロックにつき算出され、また上記和
分ＰＣＭデータは、 ａｌ　＝　ｘ６　　＋ｘｔ　、　　ａ−１＝　Ｘ６　＋
ｘ−１ａｚ　＝　ｘ１＋Ｘ２　、　　ａ−２：Ｘ−１＋
Ｘ−２のように１ブロックにつき２ｎワードが算出され
る。なお、上記ストレートＰＣＭデータは、上記基準ワ
ードのデータ　を除イテ、Ｘ−０〜Ｘ−１、ｘｌ〜ｘｎ
の２ｎワードが１ブロックにつき得られる。

このようなｌブロックにつき例えばそれぞれ２ｎワード
ずつの各ＰＣＭモード（差分ＰＣＭ、和分ＰＣＭおよび
ストレートＰＣＭの各モード）のデータは、％ブロック
内最大絶対値検出比較回路５に送られることにより、１
ブロック内の前半のデータ（添字が−ｎ〜−１の各デー
タ）についての各モード毎の最大絶対値を検出して比較
し、また１ブロック内の後半のデータ（添字が１〜ｎの
各データ）についての各モード毎の最大絶対値を検出し
て比較することが行われる。すなわち、時間軸に沿って
前半９３Ａブロックについては、上記　　　　　　　（
差分ＰＣＭデータ（Ｌ、〜ｄ−０のうちの最大絶対値ｄ
＝−１上記和分ＰＣＭデータａ−１〜ａ−０のうちの最
大絶対値ａＭ−および上記ストレート２０閘デーりＸ−
１−、Ｘ−ｎのうちの最大絶対値ＸＭ−をそれぞれ検出
し、これらの３つの最大絶対値ｄＭ−＋　”Ｍ−および
ＸＭ−を互いに比較して値の最も小さいデータに対応す
るＩ）　ＣＭモードをモード選択・アダプティブ情報算
出回路６により選択する。また、後半の％ブロックにつ
いても、各ＰＣＭモードのデータｄｌｘｄｎ　、　ａｔ
　〜ａｎおよびＸｌ−Ｘｎのうちの各最大絶対値ｄＭ＋
　、　ａＭ＋およびＸＭ＋をそれぞれ検出し、これらを
比較して最も小さい値が得られるＰＣＭモードをモー１
−選択・アダプティブ情報算出回路６により選択する。

このようなモード選択は、入力信号をディジクル伝送す
る際の圧縮効率が最も高くなるように行われるものであ
り、一般的には予測フィルタ特性の選択に対応するもの
であり、本件肛願人が先に提案した特願昭５８−９７６
８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５８
−１６６２６７号等において詳細に開示しているが、以
下動作原理を簡単に説明する。

第３図は入力信号周波数ｆ、に対する各ＰＣＭモーＦ（
差分、和分およびストレートＰＣＭモード）のダイナミ
ック・レンジの周波数特性を示しており、曲線Ａが差分
ＰＣＭモードの、曲線Ｂが和分ＰＣＭモードの、また曲
線ＣがストレートＰＣＭモードのそれぞれ周波数特性を
示している。なお、ディジタル化の際のサンプリング周
波数ｆｓは３２ｋＨ２としている。この第３図からも明
らかなように、差分ＰＣＭモードにおいては入力周波数
ｆｉが低いほど量子化雑音に対するＳＮ比が向上してダ
イナミック・レンジが大きくなり、また和分ＰＣＭモー
ドではｆｔが高いほどダイナミック・レンジが大きくな
る。そこで、入力信号の周波数に応じて最もダイナミッ
ク・レンジが大きくなるモードを選択することにより、
ビット圧縮効率の高いディジタル信号伝送を行うもので
ある。例えば、差分ＰＣＭモードのダイナミック・レン
ジとストレートＰＣＭモードのダイナミック・レンジと
が等しくなるのは、入力信号周波数ｆｉがサンプリング
周波数の％となるときであり、この周波数ｆｓ／６のと
きには、一般にストレートＰＣＭデータの最大絶対値と
差分ＰＣＭデータの最大絶対値とが等しくなる。また、
入力信号周波数ｆ１がサンプリング周波数ｆｓの％とな
るげｉ　＝ｆｓ　／　３　）ときには、ストレートＰＣ
，Ｍモードのダイナミック・レンジと和分ＰＣＭモード
のダイナミック・レンジとが等しくなり、このとき一般
にストレート、和分の各ＰＣＭデータの最大絶対値が互
いに等しくなる。したがって、差分、和分およびストレ
ートの各ＰＣＭモードのデータの最大絶対値をそれぞれ
検出し、これらの最大絶対値を比較して最小の値が得ら
れるＰＣＭモードが結果的にダイナミック・レンジを最
も大きくとれる最適のモードとなる。このような最適の
ＰＣＭモードの選択は、本発明の場合、上記％ブロック
毎に行っている。

再び第１図において、モード選択・アダプティブ情報算
出回路６からは、上記％ブロック毎に選択された最適の
ＰＣＭモードに応じてモード選択情報が出力され、この
モード選択情報はモード処理回路７およびマルチプレク
サ８に送られている。

モード処理回路７には、差分・和分演算回路４およびブ
ロック・メモリ３からのデータがそれぞれ供給されるよ
うになっており、上記モード選択情報に応じたＰＣＭモ
ードの上記％ブロック分のデータが再びブロック・メモ
リ３に送られ、このブロック・メモリ３よりレンジ処理
回路１１に上記データが送られている。このブロック・
メモリ３からレンジ処理回路１１に送られるデータは、
上記％ブロック毎に選択された差分、和分あるいはスト
レートの各モードのうちのいずれか最適のモードのデー
タであり、ｌワード１４ビツトあるいは１５ヒツト（差
分、和分ＰＣＭデータの場合）であるが、ダイナミック
・レンジが大きいことより通常レベルの信号は極めて少
ないビット数で表現されている。すなわち、上記１ワー
ド１４ビツトあるいは１５ビツトのデータのうちの大半
は数ビツト程度の少ないビット数で表現されている。

レンジ処理回路１１はいわゆるビット・シフトを行うシ
フタであり、％ブロック分の全データに　　　　　１対
してピーク値で正規化するように動作し、例えばこのビ
ット・シフト量を指数値とし、シフトされたデータを仮
数値とするようないわゆる浮動小数点表示を行うための
ものである。この場合の上記指数値に対応するビット・
シフト量の情報は、上記モード選択・アダプティブ情報
算出回路６よリアダプティブ情報あるいはレンジ情報と
して出力され、マルチプレクサ８およびレンジ処理回路
１１にそれぞれ送られている。

レンジ処理回路１１からのビット・シフトされたデータ
は、加算器１２を介して再量子化器１３に送られ、例え
ば１ワード７ビツトのデータに再量子化される。この再
量子化器１３に関連して、いわゆるノイズ・シェイピン
グ処理のためのエラー・フィードバック回路１４が設け
られている。

このエラー・フィードバック回路１４は再量子化器１３
の入力と出力との間で生じたエラー分（誤差分）を、減
算動作を行う加算器１５により取り出し、このエラー分
を遅延回路１６で例えば１サンプル周期だけ遅延した後
、フィードバック量調整回路１γにより所定量だけ減衰
させ、再童子化器１３の入力側に設けられた減算動作を
行う加算器１２に送って帰還（フィードバック）をかけ
ている。このようなエラー・フィードバックにより、再
量子化ノイズのスペクトル・パターンを変化させること
ができる。

ここで、再量子化器１３から加算器１５に送られる信号
をＥｌ、加算器１５からのエラー信号をＥ２とするとき
、特願昭５８−９７６８９号においても示したように、 となる。この式中のＫは、フィードバック量調整回路１
７の減衰係数であり、ｆｓはサンプリング周波数である
。この式中のＫを変化させたときの周波数応答は第４図
のようになり、Ｋが１に近づくほどノイズ・スペクトル
が高域側に集中するようなノイズ・シェイピング作用が
得られる。このようなノイズ・シェイピング処理は、上
記モード選択・アダプティブ情報算出回路６からの上記
モード選択情報に応じて％ブロック毎に行われ、例えば
ストレートや和分ＰＣＭモードが選択されるときには入
力信号周波数が比較的高いわけであるから、上記係数Ｋ
を大きくする（１に近づける）ことによりノイズが高域
側に偏るようにし、入力信号によりノイズかマスキング
されるようにして聴感上のＳＮ比の改善を図っている。

以上のように、再量子化器１３により再量子化されるき
同時にノイズ・シェイピング処理の施された％ブロック
につきｎワードで１７−ド７ヒツトのデータは、マルチ
プレクサ８に送られている。

このマルチプレクサ８には、ブロック・メモリ３からの
１ブロックにつき１ワードの基準となるデータＸいモー
ド選択・アダプティブ情報算出回路６からの％ブロック
につきそれぞれ１ワードのモード選択情報Ｍおよびアダ
プティブ情報（レンジ情報）Ｒも送られており、これら
を１ブロック分まとめると、第５図に示すようになる。

この第５図において、中央の基準ワードＷＱが上記ｌツ
ー下１４ビットの基準デーグーに相当し、Ｗｌ−Ｗｎの
ｎワードが上記入力データの前半％ブロック分のデータ
ｘ１−ｗｘｎおよび基準データｘｏに基いて得られた１
ワード７ビソトの伝送信号データに相当し、さらに、こ
の前半％ブロックの各データに共通して用いられる例え
ば１ワード３ビツトのレンジ情ｆ１．ｌＪ：び１ワード
２ビツトのモード選択情報Ｍ＋が設けられている。また
、第５図のＷ−ｎ−Ｗ−、。

Ｒ−およびＭ−が後半％ブロック分のそれぞれ伝送信号
データ、レンジ情報およびモード選択情報である。

この第５図に示すような各データがマルチプレクサ８に
おいて所定の伝送フォーマットに応じた例えばシリアル
信号に変換され、出力端子９を介して出力され、伝送媒
体（記録媒体を含んでもよい。）を介して伝送される。

次に第６図は、上述のエンコーダより伝送系を介して伝
送されたディジタル信号をデコードして元のディジタル
ＰＣＭ信号（サンプリング波高値データ信号）に変換す
るためのデコーダの一例を示している。

この第６図において、上記伝送されたディジタル信号は
、入力端子２１を介してマルチプレクサ２２に供給され
る。このマルチプレクサ２２は、例えば上記伝送ディジ
タル信号中のブロック同期信号やワード同期信号特に基
いて、前述した第５図の各ワードＷｏ、Ｗｌ−Ｗｎ　、
Ｍ＋　、Ｒ＋、Ｗ−１〜Ｗ−、；、Ｍ−、ａ−を互いに
分離し、アダプティブ処理（ビット・シフト）されたい
ずれかのモードの伝送信号ワードＷｌ−Ｗｎ（またはＷ
−１〜Ｗ−ｎ）をレンジ処理回路２３に送る。この処理
回路２３はマルチプレクサ２２からのアダプティブ情報
（レンジ情報）Ｒ＋（またはＩＬ　）の内容に基づき、
レンジ復元動作を行なう。例えば７ビツトのワードＷ１
〜Ｗｎ（またはＷ−１〜Ｗ−ｎ）のＭＳＢ（符号を示す
ビット）を前記ヒツト・シフト分符号拡張し、さらにＬ
ＳＢに続けて必要な無効ヒツトを付加して、全体として
１４ビツトあるいは１５ビツトのデータに変換する。こ
のデータは、モード選択ワードＭ＋（またはＭ−）が指
示するＰＣＭモードのデータであり、ストレートＰＣＭ
モードが選択されているときには前記データｘ０〜ｘｎ
（またはＸ−１〜Ｘ−ｎ）、差分ＰＣＭモード時には前
記データｄｉ−ｄｎ（またはｄ−１〜ｄ−ｎ）、和分Ｐ
ＣＭモードでは前記データａ１〜ａｎ（またはａ−１，
−ａ−れ）となっている。このようなレンジ処理回路２
３からのデータは、ブロック・メモリ２４に送られてお
り、このブロック・メモリ２４と差分・和分演算回路２
５との間でデータが送受されている。この差分・和分演
算回路２５には、マルチプレクサ２２からの上記モード
情報Ｍ＋（またはＭ−）および基準ワードＷｏのデータ
絢が供給されており、これらのデータに基いて元のサン
プリング波高値データｘｌ””’Ｘｒ＋（またはＸ−１
〜Ｘ−ｎ）を復元するための演算を行う。すなわち、上
記％ブロック毎のデータについて、例えばエンコーダ側
で差分ＰＣＭモードが選択されているときにはデコーダ
側の差分・和分演算回路２５で和分処理を行い、エンコ
ーダ側で和分ＰＣＭモードが選択されているときには差
分・和分演算回路２５で差分処理を行うことにより、元
のストレート２０Ｍデータに復元するわけである。なお
、エンコーダ側でストレートＰＣＭモードが選択されて
いるときにはデコーダのレンジ処理回路２３からのデー
タをそのまま用いることができることは勿論である。

このようにして、差分・和分演算回路２５により必要に
応じて差分・和分処理がなされ、ブロック・メモリ２４
から元のストレートＰＣＭデータｘ１〜ｘｎ（またはＸ
−１＋”＋　ｘ−ｎ　）が出力されてマルチプレクサ２
６に送られる。このマルチプレクサ２６にはマルチプレ
クサ２２からの上記基準ワードＷＯのデータｘ、）も送
られており、上記１ブロック分の全てのストレー１−Ｐ
ＣＭデータ（サンプリング波高値データ（Ｘ−□〜ｘｎ
がマルチプレクサ２６から出力され、ディエンファシス
回路２８を介してデコード出力端子２９より取り出され
る。なお、ディエンファシス回路２８は、エンコーダ側
のプリエンファシス回路２に対して逆の特性を有するも
のである。

以上のような構成のエンコーダおよびデコーダより成る
ディジタル信号伝送システムにおいて、基準ワードＷｏ
（データＸ（１）のワード長をＬＯビット（例えば１４
ビツト）とし、伝送信号ワードＷ１〜ＷｎやＷ−１−Ｗ
−、のワード長をＬｌビット（例えば７ビツト）とし、
レンジ情報Ｒ＋やＲ−のワード長をＬＲビット（例えば
３ビツト）とし、モード選択情報Ｍ＋やＭ−のワード長
をＬＭビット（例えば２ビツト）とするとき、上記１ブ
ロック毎に伝送される総ビット数Ｋ　Ａ　２１１＋１は
、ＫＡ２ｎ＋１＝Ｌｏ　＋２（ｎＬｌ　＋Ｌｎ＋ＬＭ）
吉なる。ここで−例として、ｎ＝８．ＬＯ−１４゜Ｌ１
＝７　、ＬＲ＝３　、ＬＭ＝２とすれば、ｌブロック毎
に伝送されるサンプリング・データのワード数は１７ワ
ードであり、総ビット数ＫＡ、７は１３６ビツトとなる
。これに対して、元の１ワード１４ビツトのディジタル
ＰＣＭデータ（サンプリング波高値データ）の１７ワ一
ド分の総ビット数ＫＣｌ７は１４Ｘ１７’＝２３８（ビ
ット）となり、トド圧縮効率ある０゛はトド低減率ＫＡ
Ｉ”／ＫＣｓｒ　　　　　　。

は、略０．５７となる。

ところで、本件出願人が先に提案した特願昭５８−９７
６８７号等における本発明の先行技術においては、■ブ
ロックにつき一種類のモード選択およびレンジ選択を行
っており、例えば１ブロックにつきｎ＋１ワードのサン
プリング・データを伝送する場合に、ワード長ＬＯビッ
トの基準ワードを１ワード、ワード長Ｌ１ビットの伝送
信号ワードをｎワード、ワード長り、Ｒビットのレンジ
情報を１９−１−′およびワード長Ｌｙビットのモード
選択情報を１ワード伝送するものとするときの１ブロッ
クの総ピント数ＫＢｒＩ＋１は）ＫＢ　ｎ＋１　＝　Ｌ
’ｏ　＋ｎＬｌ＋Ｌ　Ｒ十ＬＭトナル。＝例ｃ！：Ｌ、
テ、１ｌ＝８’、　Ｌｏ　＝１４　、　　Ｌ１＝７　、
　ＬＲ＝３　、　ＬＭ　＝２とすれば、１ブロックで９
ワードのサンプリング・データを伝送できることになり
、総ビット数ＫＢｏ＝７５（ビット）となる。また、１
ワード１４ビツトのサンプリング波高値データを９ワー
ド伝送するときの総ビット数ＫＣ９は、１４Ｘ９＝１２
６（ビット）となるから、ビット低減率ＫＢ９／ＫＣｑ
は略０．６０となり、上記本発明の実施例の一例に示し
たビット低減率０．５７の方が略０．０３だけ優れてい
ることがわかる。

このような本発明の先行技術によるビット低減率ＫＢｎ
＋１／ＫＣｎ＋１と、本発明の実施例によるビット低減
率ＫＡｚｎ＋ｘ　／　ＫＣ２ｎ＋１とを比較してこれら
の比をとるとき、ＫＣｎ＋１＝　（ｎ＋１）Ｌｏ、　Ｋ
Ｃｚｎ＋１＝　（２ｎ＋１　）Ｌ。

であることより、 となる。このビット低減率の比の具体例を第７図に示す
。この第７図において、曲線Ａは、ＬＯ＝１２、Ｌｌ−
４，ＬＲ＝３．ＬＭ＝１とし、ｎを２〜４０に変化させ
たときのヒツト低減率の比を、また曲線Ｂは、Ｌｏ　　
＝１６．Ｌｌ：１４．ＬＲ＝：３、ＬＭ””１さし、ｎ
を２〜４０に変化させたときのビット低減率の比をそれ
ぞれ示すものである。

この第７図からも明らかなように、本発明の実施例によ
れば、本件出願人が先に提案した上記先新技術に比べて
も、さらにビット圧縮あるいはビット低減を実現するこ
とが可能である。

ところで、上記実施例においては、差分、和分、ストレ
ートＰＣＭモードの３種類を選択可能にしているが、一
般的には、互いに特性の異なる複数種類の予測フィルタ
のうちのいずれかを選択するようにしてもよい。すなわ
ち、予測フィルタの最も簡単なものとして、出力データ
ｙ１が、時間軸上で隣接する２つの入力データＸ１．Ｘ
□−１の線形１次結合 ｙｉ　”Ｘｉ　　ｋｘｌ−１ で表わされる予測フィルタを考えるとき、上記実施例の
３つのモードは、係数ｋを１．０．−１のいずれかとす
ることに対応しているわけであるが、これらの１．０．
−１以外の係数にも選択し得るようにして、４種類以上
の異なる予測フィルタ特性のうちの１種類を入力信号に
応じて上記％ブロック毎に選択するようにしてもよい。

また、時間軸上で連続する３個以上の入力データの線形
１次結合により出力データを得るような高次の予測フィ
ルタを用い、この予測フィルタの特性について、上記％
ブロック毎に最適のものを選択するように構成してもよ
い。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、例えば第５図に示す伝送すべきデータの伝送順序は
任意に設定でき、−例として、基準ワードＷＯを最初に
送り、次にモード選択情報Ｍ−，Ｍ＋およびレンジ情報
Ｒ−，Ｒ＋を送り、次に伝送信号ワードＷ−１−Ｗ−ｎ
およびＷｌ−Ｗｎを順次送るようにしてもよい。また、
第２図の伝送すべきサンプリング・データの１ブロック
のうちの時間軸に沿った中央位置のワードを基準ワード
ＷＯとしているが、この中央位置より前、後いずれか一
方に偏った位置のワードを基準ワードとし、この基準ワ
ードより前方、後方の各ワード数を互いに異なるように
設定してもよい。さらに、モード選択されるＰＣＭモー
ドとしては、差分、和分、ストレートＰＣＭモードのよ
うな基本的なモード以外にも、互いに異なる特性の複数
の予測フィルタを用い、これらの予測フィルタの特性を
入力信号に応じて選択するようにしてもよい。

〔発明の効果〕

玄米 本発明に係るディジタル信号伝送≠雲によれば、■ブロ
ックを２分割し各分割部分に共通して１ワードの基準ワ
ードを設定し、各分割部分にはそれぞれ独立に最適のＰ
ＣＭモード選択やレンジ選択等の適応処理を行っている
ため、２つの適応処理される部分に対して基準ワードが
１ワードで済４、ビット圧縮効率あるいはビット低減率
の大幅な改善が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のエンコーダ側構成を示すブ
ロック回路図、第２図は伝送しようとするｌブロン２分
のサンプリンク・データを示す図、第３図は各ＰＣＭモ
ードにおけるダイナミック。 レンジの周波数特性を示すグラフ、第４図はエラー・フ
ィードバックによるノイズ・シェイピンク特性を示すグ
ラフ、第５図は伝送される・１ブロックのワード構成を
示す図、第６図は本発明の一実一施例のデコーダ側構成
を示すブロック回路図、第７図は本発明の実施例と先行
技術とのビット低減率の比を示すグラフである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数毎に
   ブロック化し、１ブロック内の時間軸方向の所定位置の
   １ワードを基準ワードとし、該ブロック内の基準ワード
   より前方部分のワード列および後方部分のワード列に対
   してそれぞれ独立に予測フィルタ処理を施して上記基準
   ワードとともに伝送することを特徴とするディジタル信
   号伝送方法。