JPS628629A - デイジタル信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

ん　産業上の利用分野 Ｂ０発明の概要 Ｃ６従来の技術 り１発明が解決しようとする問題点 Ｅ０問題点を解決するための手段 ２９作用 ０　実施例 Ｇ−１，全体の概略構成 Ｇ−２，エンコーダの具体例 Ｇ−３，フィルタ選択動作の具体例 Ｇ−４，有限演算語長によるノイズ Ｇ−５，測定結果の具体例 Ｈ０発明の効果 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、ディジタル信号伝送装置に関し、特に、伝送
しようとするディジタル信号のビット。

レートを低減するビット・リダクション・システムに適
用して好ましいディジタル信号伝送装置に関する。

Ｂ０発明の概要 本発明は、互いに異なる複数の特性を有するエンコード
・フィルタのうちのいずれか−の特性のものを選択して
、この選択された特性のエンコード・フィルタを介して
ディジタル信号を伝送する装置において、 上記ニジコード・フィルタの特性を選択するための判断
基準の一つとして、各特性のエンコード・フィルタから
の出力の最大絶対値を一定値り。

と比較し、この値Ｌｏ以下の上記最大絶対値を出力する
エンコード・フィルタのうちの最も低次のものを選択す
ることにより、 微小信号入力時により低次のフィルタを選択され易くし
、フィルタの演算語長を短かくしなからＳ／Ｎ劣化を防
止できるようにしたものである。

Ｃ１従来の技術 オーディオ信号やビデオ信号等をディジタル信号に変換
して伝送する場合において、伝送ビット・レートを低減
するための情報圧縮技術として予測フィルタ処理が知ら
れている。これは、入力信号とその予測値信号との誤差
分を取り出して伝送するものであり、高次の予測を行う
ほど大きな予測ゲインを得ることができ、情報圧縮率が
高まる。

しかしながら、このような高次の予測フィルタ処理を行
う場合には、入力信号が高域のときに情報圧縮率が低下
するため、本件出願人等は、予測フィルタ処理を行って
上記予測誤差分を得るようなエンコード・フィルタを予
め複数個設けておき、これらの複数個のフィルタのうち
のいずれかを選択するような信号伝送装置を１例えば特
願昭５９−２７８５０１号等において提案している。

すなわち、この先行技術においては、入力ディジタル信
号を時間軸に沿って一定ワード数毎にブロック化し、各
ブロック毎の信号に対して予測誤差を得るためのフィル
タを介して伝送するとともに、上記フィルタとして、Ｎ
次の予測器および８次以下の予測器を用いて成る複数の
フィルタを設け、各フィルタからの出力の上記ブロック
内の最大絶対値あるいは最大絶対値に係数を乗算したも
のを互いに比較し、その値が最小となるフィルタを選択
することを特徴とする信号伝送装置が開示されており、
上記各フィルタの選択は、結果として、入力信号の主要
成分の周波数に応じて行われる。

Ｄ０発明が解決しようとする問題点 ところで、上述のように予測フィルタ処理を用いて伝送
ビット・レートを低減しようとする場合に、理論値に近
い理想的なＳ／Ｎ改善を得るためには、ディジタル・フ
ィルタの演算語長を充分長くとる必要がある。

例えば、２次の予測器を用いて成る予測ゲインが８６　
ｄＢのエンコード・フィルタ（ＦＩＲディジタル・フィ
ルタ）をエンコーダ側で使用すると、デコーダ側のＩＩ
Ｒディジタル・フィルタの演算語長としては、少なくと
もＬＳＢ（最下位桁）より下位側に６ビツトの余裕が必
要となる。また、６ビツト余裕をとっても、無人力時の
ノイズ・レベルを通常のビット圧縮処理しないＰＣＭ信
号のノイズ・レベルと等しくすることはできず、ノイズ
・レベルを等しくするにはさらに演算語長を長くとる必
要がある。このため、ＩＩＲディジタル・フィルタ等の
乗算器、加算器、メモリ等の語長が長くなり、回路規模
が大となってしまう。

本発明は、このような実情に鑑み、従来と同程度あるい
はより短い演算語長で理論値に近いＳ／Ｎあるいは同等
のＳ／Ｎを得ることができ、構成も簡単なディジタル信
号伝送装置の提供を目的とする。

Ｅ１問題点を解決するための手段 上述の問題点を解決するために１本発明に係るディジタ
ル信号伝送装置は、入力ディジタル信号を所定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎のディジタル信号に対
して複数の互いに異なる特性を有するエンコード・フィ
ルタのうちのいずれか１つを選択し、この選択されたフ
ィルタを介して上記ディジタル信号を伝送するディジタ
ル信号伝送装置において、上記エンコード・フィルタを
選択するための一条件として、上記各特性のエンコード
・フィルタからの上記ブロック内の最大絶対値を一定の
値ＬＯと比較し、この値Ｌｏ以下の上記プロツク最大絶
対値を出力するフィルタのうち最も低次側のフィルタを
選択することを特徴としている。

１０作用 入力信号が微小レベルのときには、各特性のエンコード
・フィルタからの出力の各ブロック内最大絶対値のうち
の少なくとも一つが上記一定値り。

以下となり、ＬＯ以下の最大絶対値を出力するフィルタ
のうちの最も低次のものが選択される。すなわち、フィ
ルタ内部の演算語長の下位側余裕ビットが重要となる微
小信号入力時には、演算語長の下位側余裕ビットをあま
り必要としない低次側辺フィルタが選択されるため、下
位側余裕ビットを短かくしてもＳ／Ｎ劣化を防止できる
。

Ｇ、実施例 以下、本発明に係るディジタル信号伝送装置をオーディ
オ・ビット・レート・リダクション・システムに適用し
た一実施例について、図面を参照しながら説明する。

Ｇ−１，全体の概略構成 第１ｒｇＪは、全体の概略的な構成を示すブロック回路
図である。この第１図に示すオーディオ・ビット・レー
ト・リダクション・システムは、記録側（あるいは一般
に送信側）のエンコーダ１０と、再生側（一般に受信側
）のデコーダ３０とにより構成されており、エンコーダ
１０の入力端子１１には、アナログ・オーディオ信号を
周波数ｆ３でサンプリングし、量子化および符号化を施
して得られるオーディオＰＣＭ信号ｘ（ｎ）が供給され
ている。

この入力信号Ｘ（川は、予測器１２および加算器１３に
それぞれ送られており、予測器１２からの予測信号ｘ（
ｎ）は、加算器１３に減算信号として送られている。し
たがって、加算器１３においては、上記入力信号ｘ（ｎ
）から上記予測信号ｘ　（ｎ）が減算されることによっ
て、予測誤差信号あるいは（広義の）差分出力ｄ　（ｎ
ｌ、すなわち、 ｄ（ｎ）＝　ｘ　（ｎｌ　−ｘ　（ｎｌ　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・■が出力される。

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力Ｘ（ｎ
−ｐ）　ｌ　Ｘ（ｎ−ｐ＋１　）　、・・・ｔｘ（ｎ−
１）の１次結合により予測値ｘ（ｎ）を算出するもので
あり、ｘ′（ｎ）＝、ｆαｈ−Ｘ（ｎ　ｋ）　　　　・
・・・・・・・・・・・・・・■１ｍ１１ ただしαｋ（ｋ＝＝１．Ｚ、・・・、ｐ　）は係数とな
る。したがって、上記予測誤差出力あるいは（広義の）
差分出力ｄ　（ｎ）は、 ｄ　（ｎ）　＝　ｘ　（ｎｌ−Σαに−ｘ　（ｎ−ｋ　
）　　・・・・・・・・・・・・・・・■に関ｌ と表せる。このような予測誤差出力ｄ　（ｎ）を得るた
めのＦＩＲフィルタ１４を、以下エンコード・フィルタ
あるいは差分処理フィルタと称す。

また、本実施例においては、入力ディジタル信号の一定
時間内のデータ、すなわち、一定ワード数ｊの入力デー
タ毎にブロック化して、各ブロック毎に最適の特性の上
記エンコード・フィルタ（差分処理フィルタ）１４を選
択するようにしている。これは、例えば第２図に示すよ
うに、互いに異なる特性を有する複数の（例えば８つの
）エンコード・フィルタ１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃを予め
設けておき、これらのフィルタ１４Ａ〜１４Ｃのうちの
最適の特性のフィルタを選択することで実現できる。た
だし、一般のディジタル・フィルタの構成上は、第１図
に示す１個のエンコード・フィルタ１４の予測器１２の
上記係数αにの組を複数組（例えば８組）係数メモーリ
等に記憶させておき、これ仁の係数の組を切換選択する
ことで、実質的に上記複数のエンコード・フィルタのう
ちの１つを選択するのと等価な動作を行わせることが多
い。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ　（ｎ）は、加
算器２１を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化形態にお
ける指数部が上記利得Ｇに、仮数部が量子化器１６から
の出力にそれぞれ対応するような圧縮処理あるいはレン
ジング処理が施される。すなわち、シフタ１５は、ディ
ジタル２進データを上記利得Ｇに応じたビット数だけシ
フト（算術シフト）することによりいわゆるレンジを切
り替えるものであり、量子化器１７は、このビット・シ
フトされたデータの一定ビット数を取り出すような再量
子化を行っている。次に、ノイズ・シェイピング回路（
ノイズ・シェイパ）１７は、量子化器１６の出力と入力
との誤差分いわゆる量子化誤差を加算器１８で得て、こ
の量子化誤差を利得Ｇのシフタ１９を介し予測器２０に
送って、量子化誤差の予測信号を加算器２１に減算信号
として帰還するようないわゆるエラー・フィードバック
を行う。このように、量子化器１６による再量子化とノ
イズ・シェイピング回路１７によるエラー・フィードバ
ックとが施されて、出力端子２２より出力Ｑ（ｎ）が取
り出される。

ところで、加算器２１からの出力ｄ　（ｎ）は、上記差
分出力ｄ（ｎ）よりノイズ・シェイパ１７からの量〜 子化誤差の予測信号ｅ　（ｎ）を減算したｄ　（ｎｌ　
＝　ｄ　（ｎ）　−ｅ　（ｎ）　　　　　　　・・・・
・・・・・・・・・・・■となり、利得Ｇのシフタから
の出力ｄ　（ｎ）は、ｄ　（ｎ）＝　Ｇ　−ｄ　（川　
　　　　　　　　　・・・・・・・・・・・・・・・■
となる。また、量子化器１６からの出力Ｑ（ｎｌは、量
子化の過程における量子化誤差をｅ　（ｎｌとすると、
ａ（ｎ）＝ｄτｎ）十ｅ　（ｎ）　　　　　　　・・・
・・・・・・・・・・・・■となり、ノイズ・シェイパ
１７の加算器１８において上記量子化誤差ｅ　（ｎ）が
取り出され、利得Ｇ−１のシフタ１９を介し、過去の１
個の入力の１次結合をとる予測器２０を介して得られる
量子化誤差の予測信号ｅ　（ｎ）は、 ｅ　（ｎｌ　＝Σβに−ｅ（ｎ　　ｋ）・Ｇ　　・・・
・・・・・・・・・・・・■に■ｌ となる。この０式は、上述の０式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシステム関数が
、 のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。

これらの０〜０式より、量子化器１６からの出力沓（・
）は、 合（ｎｌ　＝　Ｇ　−（ｄ（ｎ）−ｅ（ｎ））＋ｅ（ｎ
）この０式のｄ（ｎ）に上記０式を代入して、変換をそ
れぞれＸ（ｚ）　、　Ｅ（Ｚ）　、　Ｄ（ｚ）とすると
、＝　Ｇ−Ｘ（ｚ）（１−Ｐ（ｚｌ）　十Ｂ（ｚｌ（１
−４Ｑｚ））　・−・■となる。

次に、予測・レンジ適応回路２４からは、最適フィルタ
選択情報としてのモード選択情報が出力されて、エンコ
ード・フィルタ（差分処理フィルタ）１４の例えば予測
器１２、ノイズ・シェイパｚ″７ ング回路１Ｔの予測器２０および出力端子Ｍに送られ、
また、上記利得ＧおよびＧ　あるいは上記ビット・シフ
ト景を決定するためのレンジ情報が出力されて、谷シフ
タ１５，１９および出力端子−Ｍに送られている。

ここで、予測・レンジ適応回路２４における上記最適フ
ィルタの選択動作としては、例えば本件発明者等が先に
提案した特願昭５９−２７８５０１号の信号伝送装置と
同様な動作、すなわち、上記互いに異なる特性の複数の
エンコード・フィルタ（差分処理フィルタ）からの出力
のそれぞれ上記ブロック内の最大絶対値（ピーク値）あ
るいはこれらのピーク値に所定の重み付けをした値を互
いに比較し、その値が最小となる工：ノコード°フィル
タを選択するような動作等を行わせればよいが、このよ
うな最適フィルタの選択に優先して、本発明の要部とな
るフィルタ選択動作を行わせている。この優先的なフィ
ルタ選択動作は、上記複数のエンコード・フィルタから
の出力のそれぞれ上記ブロック内の最大絶対値（ピーク
値）が所定の正の値Ｌｏ以下となるか否かを比較回路２
３で比較し、上記ピーク値が上記一定値Ｌｏ以下となる
上記複数のエンコード・フィルタのうちの最も低次のも
のを選択するような動作である。この優先的なフィルタ
選択を行うことにより、後述するように、演算語長を長
くすることなく、低レベル入力時や無人力時のノイズ・
レベル低減を図ることができる。なお、上記一定値Ｌｏ
は、量子化器１６により再量子化されて端子２２より出
力されるデータのワード長（再量子化ビット数）をＮビ
ットとするとき、例えばＬｏ　＝Ｚ　　〜ｌとすればよ
い。

次に、受信側あるいは再生側のデコーダ３０の入力端子
３１には、上記エンコーダ１０の出力端・再生されるこ
とによ−て得られた信号Ｇ’（ｎ功（供給されている。

この入力信号ｄ’（ｎ）は、利得Ｇ　のシフタ３２を介
し加算器３３に送られている。加算器３３からの出力ｘ
’（ｎ）は、予測器３４に送られ△ｌ と加算される。この加算出力がデコード出力ｘ（ｎ）と
して出力端子３５より出力される。

また、エンコーダ１０の各出力端子２６および２７より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得Ｇ　を決定し、入力端子３Ｔからのモード選択情報は
予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測器
３４の予測特性は、エンコーダ１０の予測器１２の特性
に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ３０において、シフタ３２か
らの出力ｄ　（ｎ）は。

ｄ（ｎ）＝　８’（ｎ）・Ｇ−”　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・＠であり、加算器３３の出力り妬
は、 々１川＝Ｑ’ｆｌ＋７１・）　　　　　　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・◎となる。ここで、予
測器３４は、エンコーダ１０の予測器１２に等しい特性
が選択されることより、であるから、＠、◎式より、 ぐ（。）−”　Ｇ’Ｑｎ）＋Ｊ　（ｌｙ　、Ｑ’（ｎ　
ｋ　）　　”、”１．■ｍｌ となる。次に、仝’（ｎ）　、　Ｇｉｎ）の・変換をそ
れぞれダ（・）、令１・）とすると、 交（・）＝いｇ（Ｚ）十昼・・・ダ（・）・・−・ｍｍ
１ ＝Ｇ−″、缶Ｚ）＋　Ｐ　（Ｚｌ−費’（Ｚ）　　　、
−０，−０，−１゜したがって、 いとして、’（”）　”　ｅ　（ｚ）とすると、上記０
式および０式より、 となる。

この０式より、量子化誤差Ｅ（ｚ）に対してＧ　のノイ
ズ低減効果が得られることが明らかであり、このときデ
コーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ　（ｚ
）とすると、 Ｇ−２，エンコーダの具体例 次に第２図は、上述したビット・レート・リダクション
・システムのエンコーダ１０の具体例を示し、この第２
図の各部のうち、第１図の谷部と対応する部分には同一
の参照番号を付している。

この第２図において、上記エンコード・フィルタ（差分
処理フィルタ）１４としては、複数個、例えば８個のフ
ィルタ１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃを予め設けておき、入力
信号に応じて上記ブロック毎にこれらのフィルタ１４Ａ
〜１４Ｃのうちから最適の特性のものを選択するように
している。これらのエンコード・フィルタ１４Ａ〜１４
Ｃは、予測器１２Ａ〜１２Ｃをそれぞれ有し、各予測器
１２＆〜１２Ｃからの出力を各加算器１３Ａ〜１３Ｃに
送って、元の入力信号からそれぞれ減算するような構成
となっている。すなわち、各予測器１２Ａ、１２Ｂ、１
２Ｃ（７）システム関数をＰＩ（Ｚ）　。

Ｐｚ（Ｚ）　、　Ｐａ（ｚ）とするとき、各フィルタ１
４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃの伝達関数は、それぞれ１−　Ｐ
ｉ（ｚ）　、　ＩＲ（ｚ）　、１−　Ｐｇ（”）となる
。このような各フィルタ１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃの特性
の一例を第８図の特性曲線Ａ、Ｂ、Ｃにそれぞれ示す。

この第８図、　において、各特性面１１１Ａ　、　Ｂ　
、　Ｃは、例えばＡ　：　　Ｉ　　　ＰＩ（ｚ）＝　１ Ｂ　：　１−　Ｐｇ（Ｚ）＝　１−０．９３７５　ｚ−
１Ｃ：　ｌ　−Ｐａ（ｚ）＝　１−１．７９６８７５ｚ
　＋０．８１２５ｚ−”を示し、サンプリング周波数ｆ
Ｓを３７．８ｋＨｚとしている。すなわち、特性曲線Ａ
に対応するフィルタ１４Ａからは通常のストレートＰＣ
Ｍデータが出力され、特性面＠Ｂに対応するフィルタ１
４Ｂからは１次差分ＰＣＭデータが出力され、特性面Ｉ
ＩＣに対応するフィルタ１４Ｃからは２次差分ＰＣＭデ
ータが出力される。

これらの各エンコード・フィルタ１４Ａ、１４Ｂ、１４
Ｃからの出力は、それぞれ！ワード（ｌブロック）遅延
回路４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃおよび最大絶対値（ピーク
値）ホールド回路４２Ａ。

４２Ｂ、４２Ｃに送られており、各ｌワード遅延回路４
１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃからの各出力は、モード切換（あ
るいはフィルタ選択）スイッチ回路４３の各被選択端子
ａ、ｂ、ｃにそれぞれ送られている。すなわち、谷！ワ
ード遅延回路４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃにおいてそれぞれ
上記ｌブロック分の遅延が行われ、この間に各最大絶対
値（ピーク値）ホールド回路４２Ａ、４２Ｂ、４２Ｃに
おいて各フィルタ１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃからの各出力
データｄｉ（ｎ）　、　ｄａ（川、　ｄａ（ｎ）のそれ
ぞれブロック内ノ最大絶対値（ピーク値）　ｄｌｌ）Ｈ
−ｄ、ｐ拘？　ｄｓｐＨが検出される。ただしｍはブロ
ック番号を意味し、一般に、数値Ｘを越えない最大の整
数を〔Ｘ°〕と表すとき、１ワード！ブロツクであるか
ら、上記これらのブロック内ピーク値ｄ　ｔ　ｐｔｎ）
　＋　ｄ　ｚ　ｐｂＩ）　＋ｄｓｐｔ′１１）は、それ
ぞれ係数乗算器４４Ａ、４４Ｂ。

４４Ｃにより重み（係数）β０．β２．β３が乗算され
、予測・レンジ適応回路２４に送られている。予測、レ
ンジ適応回路２４においては、各係数乗算器４４Ａ、４
４Ｂ、４４Ｃからのそれぞれ重み付けされた上記ピーク
値であるβ１”ｄｌｐ（ロ）、β２・ｄｉｐ−２β８・
ｄｓｐ−を互いに比較し、これらのうち最も小さくなる
値を検出して、この最小のブロック内ピーク値を出力す
る上記エンコード・フィルタを選択するようなモード選
択情報を出力する。このモード選択情報は、切換スイッ
チ４３、予測器２０および出力端子２６に送られる。

ここで、上記各係数乗算器４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃの各
重み係数βｌ、β２．βＢを例えばそれぞれ約０．７　
、１　、２．０とするときの各エンコード・フィルタ１
４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃの選択のされ方を第４図に示す。

この第４図において、上記ストレートＰＣＭデータを出
力するスイルタ１４Ａに対応する特性曲線への周波数レ
スポンスは、係数乗算器４４Ａにてβｌ中０．７の重み
付けがなされることにより、約８ｄＢ程度下方（低レベ
ル側）に移動した曲１ｆ！ＡＡとなり、また、２次差分
ＰＣＭデータを出力するフィルタ１４Ｃに対応する特性
曲線Ｃについては、係数乗算器４４Ｃにてβａ”２．０
の重み付けがされ、約６ｄＢ程度上方（高レベル側）に
移動した曲線Ｃとなる。なお、１次差分ＰＣＭデータを
出力するフィルタ１４Ｂに対応する特性曲線Ｂについて
は、係数乗算器４４Ｂによる重み付けがなされない（β
２＝１〕ため、元の曲＠Ｂがそのまま用いられる。これ
らの曲線ＡとＢ、およ応回路２４においては、これらの
特性面＠Ａ　、　Ｂ。

Ｃのうちの最も低レベルのものを選択するから、第４図
太線に示すように、入力信号の周波数が低のときにはス
トレートＰＣＭモード選択情報が出力される。そして、
予測・レンジ適応回路２４からの上記モード選択情報が
ストレートＰＣＭモードのときには、切換スイッチ４３
は被選択端子ａに切換接続され、フィルタ１４Ａからｊ
ワード遅延回路４１Ａを介して得られたストレートＰＣ
Ｍデータが、切換スイッチ４３より次段の加算器２１に
送られる。以下同様に、上記モード選択情報が１次差分
ＰＣＭモードのときには、切換スイッチ４３は端子すに
切換接続され、フィルタ１４Ｂから遅延回路４１Ｂを介
して得られた１次差分ＰＣＭデータが加算器２１に送ら
れ、また、上記モード選択情報が２次差分ＰＣＭモード
のときには、切換スイッチ４３は端子Ｃに切換接続され
、フィルタ１４Ｃから遅延回路４１Ｃを介して得られた
２次差分ＰＣＭデータが加算器２１に送られる。

したがって、切換スイッチ４３より加算器２１に送られ
る出力ｄ　（ｎ）の周波数レスポンスは、第４図の太線
のように表わされる。

さらに１本発明においては、このような入力信号の主と
して周波数に応じたモード切り換えあるいは最適フィル
タの選択動作に優先して、低次側のエンコード・フィル
タからの出力の上記ブロック内ピーク値が一定値Ｌｏ以
下となるとき、該フィルタを最適フィルタとして選択す
るような動作を行っている。

このときの上記一定値ＬＯは、一般に、量子化器１６に
よって再量子化されて出力端端子２２より送出される伝
送データのワード長あるいは再量子化ビット数Ｎに応じ
て、例えばＬＯ＝２−１とすればよい。−例として、再
量子化ビット数が４ビツト（Ｎ＝＝４　）のとき、Ｌｏ
を「７」とすれば、上記再量子化の際にビット欠落なく
伝送できる。すなわち、フィルタ１４Ａからのストレー
トＰＣＭデータのブロック内ピーク値（最大絶対値）ｄ
ｌｐ−が上記ＬＯである「７」以下のときには、入力信
号周波数に無関係にストレー）ＰＣＭデータ出力用のフ
ィルタ１４Ａを優先的に選択し、１次差分以上の高次の
（予測ゲインの大きな）差分処理フィルタ１４Ｂ、１４
Ｃを選択しないようにし、また、上記ブロック内ピーク
値ｄｔ９（ホ）が上記ＬＯより大であっても、フィルタ
１４Ｂからの１次差分ＰＣＭデータのブロック内ピーク
値ｄ２ｐに）がＬｏである「７」以下のときには、１次
差分処理フィルタ１４Ｂを優先的に選択し、より高次の
（予測ゲインのより大きな）２次差分処理フィルタ１４
Ｃを選択しないようにしている。これらの低次側の（予
測ゲインの小さな）各フィルタ１４Ａ、１４Ｂからのデ
ータの各ブロック内ピーク値ｄｘｐ（ホ）、ｄ２ｐ（ホ
）は、比較回路２３に送られることにより上記一定値Ｌ
ｏとの比較が行われ、比較結果が予測・レンジ適応回路
２４に送られて、上述したような優先的な最適フィルタ
の選択が行われる。したがって、予測・レンジ適応回路
２４からのモード選択情報は、前記入力信号周波数に応
じたモード選択に優先して、上述のフィルタ出力レベル
に応じたモード選択を行うような情報となる。

Ｇ−３，フィルタ選択動作の具体何 次に、以上のような第２図のエンコーダ１０において、
上述した優先的な最適フィルタ選択を行うときの動作の
具体例を、第５図、第６図のフローチャートを参照しな
がら説明する。

先ず、第５図において、ステップ１０１で上記ストレー
１−ＰＣＭデータのブロック内ピーク値ｄｌＬ。

ｐ６ｎ）が上記一定置イ例えば「７」）以下か否かを判
別し、ＹＥＳの場合にはステップ１０２に進んで、当該
ブロック内のストレートＰＣＭデータｄｉ（ｎ）あるい
はポインタ・アドレスをレジスタ几Ｃに格納し、ＮＯの
場合にはステップ１０３に進む。

ステップ１０３では、上記１次差分ＰＣＭデータのブロ
ック内ピーク値ｄｚｐｔｎｌが上記一定値ＬＯ以下か否
かを判別し、ＹＥＳの場合にはステップ１０４に進んで
１次差分ＰＣＭデータｄ　ｚ　（ｎｌあるいはそのポイ
ンタ・アドレスをレジスタＦＬＣに格納し、Ｎｏの場合
にはステップ１０５に進む。

以上の動作が第２図の比較回路２３における上記優先的
なフィルタ選択動作に対応するものであり、ステップ１
０５以降の動作は、本件出願人が先に特願昭５９−２７
８５０１号等において提案した技術と同様な最適フィル
タ選択動作に対応するものである。

すなわち、ステップ１０５においては、ストレートＰＣ
Ｍデータのブロック内ピーク値ｄｔｐ（ｍ）に上記重み
付は係数βｌ（例えばβ１＝０．７）を乗算したものβ
ｔ−ｄｘｐｔｎ）と、１次差分ＰＣＭデータのブロック
値ｃｔ２ｐ（ホ）に上記重み付は係数β２（例えばβ２
＝１．０）を乗算したものβ２・ｄｉｐ−とを比較して
βｌ−ｄｉｐ（ホ）がβ２・ｄ２ｐ（ＪＴｌより小さい
か否かを判別し、ＹＥＳのときにはステップ１０６に進
み、ＮＯのときにはステップ１０７に進む。ステップ１
０６では、上記値β１−ｄ１ｐ＃ｎ）をレジスタＲＢに
格納するとともに、ストレートＰＣＭデータｄ　１　（
ｎｌあるいはそのポインタ・アドレスをレジスタＲ１ｃ
に格納し、ステップ１０８に進み、また、ステップ１０
７では、上記値β２・ｄ２ｐ−をレジスタＲｅに格納す
るとともに、１次差分ＰＣＭデータｄ　ｚ（ｎ）あるい
はそのポインタ・アドレスをレジスタＲｃに格納し、ス
テップ１０８に進む。ステップ１０８においては、２次
差分ＰＣＭデータのブロック内ピーク値ｄＢｐＭに重み
付は係数β３（例えばβ３＝２゜０）を乗算した値β８
・ｄ８ｐ−が上記レジスタＲＢ内のデータ（これをＲＢ
で示す）より小さいか否かを判別し、ＹＥＳのときはス
テップ１０９に進み、ＮＯのときはステップ゛１１０に
進む。次に、ステップ１０９においては、２次差分ＰＣ
Ｍデータｄａ　（ｎｌあるいはそのポインタ・アドレス
をレジスタＲｅに格納した後、ステップ１１０に進む。

ステップ１１０では、レジスタＦＬｃ内のデータあるい
はＲｃ内データによって指定されるアドレスのデータを
最適フィルタ出力データとして、次段のレンジングおよ
びノイズ・シェイピング回路系に送る。なお、上記各ス
テップ１０２，１０４の実行後もステップ１１０に進む
ようになっている。

以上の第５図のフローチャートの各ステップの頭座は種
々変更可能であり、例えば第６図に示すような手順によ
っても第５図と実質的に同等の動作を実現できる。

すなわち、第６図においては、高次側の差分処理フィル
タから順にブロック内ピーク値についての判断を行って
おり、先ず、ステップ２０１では、２次差分フィルタに
関して、上記重み付けされたブロック内ピーク値β８・
ｄａｐ　（ｎ）をレジスタＲＢに格納するとともに、当
該ブロック内のデータｄｓ（ロ）あるいはそのポインタ
・アドレスをレジスタＲｅに格納した後、ステップ２０
２に進む。ステップ２０２では、１次差分ＰＣＭデータ
のブロック内ピーク値ｄｚｐに）が上記一定値Ｌｏ以下
か否かを判別し、Ｎｏのときステップ２０３に進み、Ｙ
ＥＳのときステップ２０４に進む。ステップ２０３にお
いては、各重み付けされたブロック内ピーク値β２・ｄ
ｉｐ（ホ）がβ８・ｄａｐ−より小さいか否かを判別し
、ＹＥＳのときステップ２０４に進み、Ｎｏのときステ
ップ２０５に進む。ステップ２０４では、重み付けされ
たピーク値β２・ｄ、ｐ（ホ）をレジス５ｉＥＬｎに格
納するとともに、データｄｚ（ｎ）あるいはそのアドレ
スをレジスタＲｃに格納した後、ステップ２０５に進む
。ステップ２０５では、ストレートＰＣＭデータのブロ
ック内ピーク値ｄｌｐ（ホ）が上記一定値Ｌｏより小さ
いか否かを判別し、Ｎｏのときステップ２０６に進み、
ＹＥＳのときステップ２０７に進む。ステップ２０６に
おいては、値βｌ・ｄｌｐ（１ｍ）がレジスタＲ゛Ｂ内
のデータ（Ｒａ　）より小さいか否かを判別し、ＹＥＳ
のときステップ２０７に進み、Ｎｏのときステップ２０
Ｂに進む。ステップ２０７ではデータｄｔ（ｎｌあるい
はそのアドレスをレジスタＲｅに格納し、ステップ２０
８に進む。ステップ２０８は上記第５図のステップ１１
０に対応し、レジスタＲｃ内のデータあるいはこれによ
り指定されるアドレスのデータを最適フィルタ出力デー
タとして、次段の回路部に送る。

以上説明したような第５図または第６図に示すフローチ
ャートの手順に従ってフィルタ選択動作を実行すること
により、ストレートＰＣＭデータのブロック内ピーク値
ｄｌｐＨあるいは１次差分ＰＣＭデータのブロック内ピ
ーク値ｄ２ｐ　Ｉｎ）が一定値Ｌｏ以下（例えば４ビツ
ト伝送の場合、Ｌｏ＝７）となるような微小入力時に、
より低次のフィルタが、すなわち２次差分処理フィルタ
より１次差分処理フィルタが、１次差分処理フィルタよ
りストレー）ＰＣＭデータ出力フィルタが優先的に選択
される。なお、一般に上記一定値ＬＯは、前述したよう
に、再量子化ビットをＮとするとき、Ｌｏ　＝２−１と
すればよい。

Ｇ−４，有限演算語長によるノイズ 以上のように、フィルタ出力レベルが小さいときに低次
側の（予測ゲインの小さな）フィルタを優先的に選択す
ることにより、フィルタ内部での演算語長を長くとらな
くともノイズ・レベルを低く抑えることができる。

これは、予測ゲインの小さなフィルタはど演算語長の制
限により生ずるノイズに対して有利であるからであり、
以下にその理由を説明する。

ここで、前述した各予測器１２，２０．３４等のディジ
タル・フィルタにおいては、一般に入力データやその遅
延出力データに対して係数を乗算したりこれらのデータ
を加算するような演算処理を行っているが、この演算処
理等の演算語長を有限とした場合には、切り捨であるい
は四捨五入すること等に応じたノイズ、いわゆる演算誤
差が生ずる。

このような演算誤差を、各フィルタ毎にそれぞれｅｒｚ
　（ｎ）　ｐ　ｅｒａ　（ロ）＋ｅｒｓ（川とし、それ
ぞれの２変換を第７図に示すように屓次ＥＲ１（ｚ）　
、　ＥＲｚ（ｚ）　、　ＥＲｓ　（ｚｌとする。すなわ
ち、エンコーダ１０側において、伝達関数あるいはシス
テム関数がＰ　（ｚ）の予測器１２を含むフィルタ１４
での演算誤差をＥＲＲ（Ｅｌとし、Ｒ（ｚ）の予測器２
０を含むフィルタでの演算誤差をＥＲ，２（Ｚ）とし、
また、デコーダ３０側において、システム関数がＰ　（
ｚｌの予測器３４を含むフィルタでの演算誤差をＥＲ＠
（ｚ）とする。これらの各フィルタで付加されるノイズ
は、入力信号とは無相関にホワイトノイズとして散らば
っている。これらのノイズを考慮して、エンコード、デ
コード特性を求めてみると、 ｘ（ｚ）　（１−ｐ（ｚｌ　）　−ＥＲＡ（Ｚ）　＝　
Ｄ（ｚ）　−−−−−・・・−＠（Ｄ（ｚｌ　　Ｅ（ｚ
ｌ−いＲ（ｚｌ　−ＥＲ２（Ｚｌ　）　Ｇ十ＦＪ（Ｚｌ
＝荀Ｚ）・・・・・・・・・［相］ ［相］式に０式を代入して整理すると、エンコード出力
は、 令（ｚ）＝Ｇ−Ｘ（ｚ）（１−Ｐ（ｚ））−Ｇ（ＥＲ□
（ｚｌ＋　ＥＲｚ（Ｚ））＋　Ｅ（ｚ）　（１−Ｒ（ｚ
）　）　　　　　・・・・・・・・・・・・・・・◎同
様にデコード特性は、 Ｑ（ｚ）＝ｅ（ｚ）　−Ｇ−１＋　Ｐ（Ｚ）・６ｚ）＋
　Ｅ　Ｒ１１（Ｚ）　・・・”＠ｃｏ７、伝送％ＧＣ工
、−ヵ５ないも。乙で、令１□）＝ｅ（ｚ）とし、０式
を０式に代入すると、・・・・・・・・・・・・・・［
株］ となり、結果として、各フィルタで付加されたフィルタ
処理を施したものが出力に現れることになる。これは、
エンコード・フィルタ１４の予測ゲ程、上記演算語長に
よるノイズに対して有利となることを意味する。

ところで、本実施例のようなオーディオ・ビット・レー
ト・リダクション・システムを、光学式データ・ファイ
ル・ディスク・システム、いわゆるＣＤＲ，０Ｍシステ
ム等に適用する場合には、一般ユーザ側では光学式ディ
スク再生装置、いわゆるＣＤＲＯＭプレーヤ等を備えれ
ば足り、データ記録を行う必要が無いことより、エンコ
ーダ１０の構成はある程度複雑化しても、デコーダ３０
の構成を簡略化できれば充分実用的である。

このような点を考慮して、エンコーダ１０側では充分に
長い演算語長をとれるものとし、上記演算語長によるエ
ンコーダ側のノイズＥＲ１（ＺＩ　およびＥＲｚ　（ｚ
）を共に０とする。このときのデコーダ側で必要な演算
語長、すなわち許容できる最大のノイズＢ　Ｒｓ　（ｚ
）について考察する。

第８図および第９図は、上記第７図中の各点ａ〜ｅにお
ける信号レベルを上記２次差分モード選択時について模
式的に示したものであり％第８図は入力信号レベルが小
さくＬＳＢ（最下位ビット）から４ビツトの範囲内で表
されるデータの場合、第９図は入力信号レベルが比較的
太きくＬＳＢから１０ビツトの範囲内で表されるデータ
の場合をそれぞれ示している。

ここで、差分処理フィルタ１４において、上記２次差分
モードのときの予測ゲインは低域側（直流〜１ｋＨｚ程
度）で約８６　ｄＢと大きく、これは５〜６ビツト程度
シフトされたのと同等となり、第８図、第９図のａ点か
らｂ点へのレベル・シフトに対応している。次に、シフ
タ１５、童子化器１６およびノイズ・シェイピング回路
１γにより、レンジング処理およびノイズ・シェイピン
グ処理が施される。ここで、本システムにおいて、レン
ジング処理されて伝送されるデータのワード長を４ビツ
トとするとき、最も小さい入力信号に対するレンジング
の際のビット取り出し位置は、ＬＳＢ（最下位ビット）
であるＢｏから４ビツト上位側のビットＢｓまでの範囲
となる。したがって、第８図に示すように、上記差分処
理によってＬＳＢ（すなわちビットＢｏ）より下位にシ
フトされたｂ点のデータは、上記ノイズ・シェイピング
処理によって、ピッ）Ｂｏ、４３ｓの変化として（第８
図Ｃ点の太線矢印）伝送されることになる。これは、ビ
ットＢｏ〜Ｂ３の４ビツトでも、低域信号に対してはＬ
ＳＢ（ビットＢ、）より６ビツト下位までのブータラ伝
送することがノイズ・シェイピングによって可能となる
からであり−、ノイズの低域成分はＬＳＢより６ビツト
下位側に（約１３６ｄＢ下方に）存在することになる。

次に９、デコーダ３０には、上記ピッ）Ｂｏ−Ｂｍの４
ビツトのデータがｄ点に供給され、この４ビツトのデー
タからデコード処理によって更に下位６ビツトを生成し
上記ａ点に入力されたデータを復元する。なお、第９図
においては、参考のために、通常の入力レベルにおける
動作を示している。

以上の説明からも明らかなように、上記２次差分モード
の予測ゲインが約８６ｄＢのフィルタを用いるときには
、デコーダ側の演算語長として、特に微小信号入力時に
はＬＳＢより下位側に約６ビツト程度の余裕が必要であ
ることがわかる。

さらに、実測データによると、無人力時には下位側６ビ
ツトの余裕をとってもまだ不足であり、これは、デコー
ド側のフィルタ（ＩＩＲ，フィルタ）の次数が高いとき
に、無人力にもかかわらず微小信号が出力されてしまう
ようないわゆるリミット・サイクルの影響も考えられる
。

そこで、本発明においては、前述したように、微小入力
時には低次の、すなわち予測ゲインの小さなフィルタを
優先的に選択することにより、演算語長のＬＳＢより下
位側の余裕ビットを長くしなくとも充分なＳ／Ｎを実現
できるようにしている。

すなわち、例えば、入力信号が再量子化ビット数Ｎ以内
で表わし得るような微小入力時には、高次の（１次以上
の）差分処理を施して信号を圧縮してもＳ／Ｎ改善効果
は全く無く、デコード時の演算語長制限による悪影響の
み増大することになる。このとき、ストレートＰＣＭデ
ータのブロック内ピーク値ｄ１ｐｔｎｌは一定値Ｌｏ（
＝２　−１）以下となるから、ストレー）ＰＣＭモード
のエンコード・フィルタ（第２図のフィルタ１４Ａ）が
選択され、入力された元のサンプリング波高値ＰＣＭデ
ータ（ただし、信号として有効なビット数は再量子化ピ
ッ）Ｎ以下となっている。）がそのまま再量子化されて
（下位側Ｎビットが取り出されて）伝送され、デコード
特番こは何ら演算語長制限によるノイズの悪影響を受け
ることなく元の入力信号を復元でき、結果としてＳ／Ｎ
の良好なデコード出力を得ることができる。

また、ストレー）ＰＣＭデータの有効信号成分がＮビッ
トを超えても、１次差分出力がＮビット以内で表わされ
そのブロック内ピーク値ｄ２ｐ−が一定値Ｌｏ（＝２　
−１）以下であるならば、さらに高次の（予測ゲインの
大きな）２次差分モードを選択してもＳ／Ｎ改善効果は
得られないため、１次差分ＰＣＭデータを伝送すればよ
い。このときのデコード出力としては、２次差分モード
時に比べて、演算語母制限による゛ノイズをより少く抑
えることができる。

さらに、全体的には、予測ゲインの小さな低次のフィル
タの選択される割合が増加するため、コード・エラー発
生時に、予測ゲインが大きいことによる悪影響をある程
度抑えることができ、結果として、コード・エラーに対
して強いものとなる。

Ｇ−５，測定結果の具体例 次に、以上のような構成および動作によって得られたデ
コード出力についての具体的な測定結果について説明す
る。

第１０図は、第１図中のデコーダ３０の具体例を示すブ
ロック回路図であり、予測器３４は、２個の単位遅延素
子４１．４２．２個の係数乗算器４３．４４および加算
器４５より成る見かけ上２次のＦＩＲ，（有限インパル
ス応答）ディジタル・フィルタの構成を有している。な
お、このＦＩＲフィルタ構成の予測器３４が゛、加算器
３３の出力側から加算器３３自体に戻る帰還路中に挿入
接続されることによって、全体として見かけ上２次のＩ
ＩＲ（無限インパルス応答〕ディジタル・フィルタが構
成される。

この加算器３３および予測器３４から成るＩＩ几フィル
タに対して、シフタ３２よりワード長カ例えば１６ビツ
トのディジタル信号が供給される場合に、このワード長
１６ビツトのＬＳＢ（最下位ビット）よりも下位側にＸ
ビットの余裕ビットを付加して、フィルタ内部での演算
を行うものとし、このときの各部演算語長を第１０図に
示す。

このような第１０図の構成のデコーダ３０を用い、エン
コーダ側でのフィルタ演算時の下位側余裕ビットを充分
に（例えば６ビツト以上）とり、前述した優先的なフィ
ルタ選択処理を行わない場合（以下比較例、あるいは処
理なしの例という）と、本発明のようにフィルタ出力レ
ベルに応じた優先的なフィルタ選択処理を行う場合とに
ついてのデコーダ出力のＳ／Ｎ測定結果を、ＩＥＩＩ図
ないし第１８図に示す。

先ず、第１１図は、入力信号レベルに対するデコーダ出
力のノイズ・レベルを示し、図中の−Ｆｒｉ！ｉ！ａは
、本発明の優先的なフィルタ選択処理を施し、第１０図
のデコーダ３０の下位側余裕ピッ）ｘを４ビツトとした
場合を示している。また、第１１図中の折線すおよびＣ
は、いずれも上記比較例となる処理なしの場合を示し、
上記デコーダ側での下位側余裕ピッ）ｘを、ｂでは６ビ
ツト、Ｃでは４ビツトとした例を示している。

この第１１図から明らかなように、入力レベルが小さく
なると、比較例（処理なしの例）における下位側余裕ビ
ットが６ビツト（折［ｂ）の場合と４ビツト（折ｉ！Ｉ
Ｃ）の場合とで、谷ノイズ・レベルの差が大きくなるが
、本発明の処理を施した例（折線ａ）では、下位側余裕
ピッｌ−Ｘが４ビツツトと小さくとも、はぼ上記比較例
の６ビツトの場合（折線Ｃ）と同程度のノイズ・レベル
となり、Ｓ／Ｎ劣化が抑えられている。

次に、第１２図および第１３図は、デコーダ出力の周波
数スペクトルを示しており、第１２図は本発明の優先的
なフィルタ選択処理を施した場合を、また、第１３図は
比較例として処理なしの場合を、それぞれ示している。

なお、演算語長は、共に下位側６ビツトの余裕をとって
いる。さらに、各図のＡは一６０ｄＢで１ｋＨｚの信号
が入力されたとき、Ｂは−８０ｄＢで１ｋＨｚの入力信
号のとき、Ｃは無人力のときをそれぞれ示している。

このように入力信号のレベルが変化したとき、本発明の
処理を行う第１２図の例においては、Ａ（７）　−６０
ｄＢ　、　１ｋＨｚ入力に応じて１次差分モードと２次
差分モードとが選択され、Ｂの一８０ｄａｌｋＨｚ入力
に応じてストレー）ＰＣ’Ｍモードのみが選択され、Ｃ
の無人力時にもストレートＰＣＭモードのみが選択され
る。これに対して、上記比較例としての処理なしの第１
８図の場合には、Ａの−６０ｄＢ％　１ｋＨｚ入力に対
して１次差分モードと２次差分モードとが選択されるが
、Ｂの一８０ｄＢ　、１ｋＨｚ入力に対しては１次差分
モードが選択され、Ｃの無人力に対しては２次差分モー
ドが選択される。

これらの第１２図と第１８図とを比較すると、微小信号
入力時（無人力時も含む）においては、比較例の第１３
図Ｂ、Ｃに比べて、本発明の第１２図Ｂ、ＣのＳ／Ｎが
明らかに改善されていることがわかる。特に、無人力時
には、第１８図Ｃの全帯域でのノイズ・レベルが−８９
，９ｄＢ　ト大キいのに対し、第１２図Ｃのノイズ・レ
ベルは一往３．７ ’に４ｄＢと小さく抑えられており、優れたＳ／Ｎ改善
効果が得られている。

Ｈ０発明の効果 本発明のディジタル信号伝送装置によれば、微小信号入
力時には予測ゲインの小さな低次のフィルタが選択され
易くなるため、予測ゲインの大きな高次のフィルタを用
いた場合の演算語長の制限によるノイズを小さく抑える
ことができる。また、低次のフィルタの選択される割合
が増加するため、コード・エラーに対して強いという効
果も同時に得られる。さらに、少なくともデコーダ側の
フィルタ内部演算語長の下位側余裕ビットを小さくでき
るため、デコーダの回路構成を簡略化できる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例の全体構成を概略的に示すブ
ロック回路図、第２図は第１図中のエンコーダの具体例
を示すブロック回路図、第８図は第２図中の各エンコー
ド・フィルタの周波数特性の具体例を示すグラフ、第４
図は入力信号周波数に応じたフィルタの選択動作例を説
明するためのグラフ、第５図および第６図は本発明によ
る最適フィルタ選択動作のそれぞれ異なる手順の例を示
すフロー・チャート、第７図は有限演算語長によるノイ
ズを考慮した全体構成のブロック回路図、第８図および
第９図は第７図のａ−６点における各信号レベルをそれ
ぞれ互いに異なるレベルの入力信号について示すグラフ
、第１０図は第１図中のデコーダの具体例を示すブロッ
ク回路図、第１１図は入力信号レベルに対するデコーダ
出力のノイズ・レベルを示すグラフ、第１２図および第
１８図はデコーダ出力の周波数スペクトルを示すグラフ
である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタル信号を所定ワード数毎にブロック化し、
   各ブロック毎のディジタル信号に対して複数の互いに異
   なる特性を有するエンコード・フィルタのうちのいずれ
   か１つを選択し、この選択されたフィルタを介して上記
   ディジタル信号を伝送するディジタル信号伝送装置にお
   いて、 上記エンコード・フィルタを選択するための一条件とし
   て、上記各特性のエンコード・フィルタからの上記ブロ
   ック内の最大絶対値を一定の値Ｌ＿０と比較し、この値
   Ｌ＿０以下の上記ブロック内最大絶対値を出力するフィ
   ルタのうち最も低次側のフィルタを選択することを特徴
   とするディジタル信号伝送装置。