JPS61294939A - Ｓｓｂ通信方式 - Google Patents
Ｓｓｂ通信方式Info
- Publication number
- JPS61294939A JPS61294939A JP60134213A JP13421385A JPS61294939A JP S61294939 A JPS61294939 A JP S61294939A JP 60134213 A JP60134213 A JP 60134213A JP 13421385 A JP13421385 A JP 13421385A JP S61294939 A JPS61294939 A JP S61294939A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- smear
- ssb
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は陸上移動通信等のように激しい７エージングを
生ずる環境の下でも、高品質な無線伝送を可能とするＳ
ＳＢ通信方式に関するもので１ある。
生ずる環境の下でも、高品質な無線伝送を可能とするＳ
ＳＢ通信方式に関するもので１ある。
従来、例えば陸上移動通信の場合に生ずる激しい７エー
ソングに起因する振幅歪を除去することの可能な狭帯域
ＳＳＢ通信方式として、特願昭５９−２５９３５４号に
示されるような、送信側では、ＳＳＢ信号に搬送波を付
加して送信し、受信側では、受信信号を振幅制限し、そ
の出力を搬送波再生回路に導くと共に、振幅制限出力の
零点の時間間隔に比例する振幅を有する信号を発生させ
、該信号に含まれる不要波をフィルタで除去した出力と
前記の搬送波再生回路出力との乗積検波により復調信号
を得る方式％式％ 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述したような、従来のＳＳＢ通信方式においては、７
エーソングの影響による振幅歪を除去することがで咎る
が、一方において、激しい７エーノングを受けた場合に
、受信レベルの急激な落ち込みに伴なう受信信号の位相
の急激な変１化や、レベルの落ち込み時点で振幅制限器
を１用いても零点の検出が不完全となること等により、
復調信号に可聴性の雑音が発生して、信号の高品質伝送
を行なううえで不都合を生ずるという問題点があった。
ソングに起因する振幅歪を除去することの可能な狭帯域
ＳＳＢ通信方式として、特願昭５９−２５９３５４号に
示されるような、送信側では、ＳＳＢ信号に搬送波を付
加して送信し、受信側では、受信信号を振幅制限し、そ
の出力を搬送波再生回路に導くと共に、振幅制限出力の
零点の時間間隔に比例する振幅を有する信号を発生させ
、該信号に含まれる不要波をフィルタで除去した出力と
前記の搬送波再生回路出力との乗積検波により復調信号
を得る方式％式％ 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述したような、従来のＳＳＢ通信方式においては、７
エーソングの影響による振幅歪を除去することがで咎る
が、一方において、激しい７エーノングを受けた場合に
、受信レベルの急激な落ち込みに伴なう受信信号の位相
の急激な変１化や、レベルの落ち込み時点で振幅制限器
を１用いても零点の検出が不完全となること等により、
復調信号に可聴性の雑音が発生して、信号の高品質伝送
を行なううえで不都合を生ずるという問題点があった。
本発明は、このような従来の問題点に鑑み、７エージン
グによる受信レベルの落ち込み時点で発生する可聴性の
雑音を軽減し、信号の伝送品質の向上を図ることができ
るＳＳＢ通信方式を提供することを目的としている。
グによる受信レベルの落ち込み時点で発生する可聴性の
雑音を軽減し、信号の伝送品質の向上を図ることができ
るＳＳＢ通信方式を提供することを目的としている。
そして上記目的は、本発明によれば特許請求の範囲に記
載した手段により達成される。
載した手段により達成される。
すなわち、本発明は送信側で、アナログ変調入力信号を
時間軸上に拡散するスミア変換を行なった後、ＳＳＢ変
調して得られたＳＳＢ信号に搬送波信号を付加して送信
信号として送出して、受信側では振幅制限器を用いて７
エーソングによる受信レベルの変動を抑圧するとともに
、検波信号に対してスミア変換の逆変換であるデスミア
変換を行なうことにより受信レベルの落ち込み時点で発
生する可聴性の雑音を軽減するものである。
時間軸上に拡散するスミア変換を行なった後、ＳＳＢ変
調して得られたＳＳＢ信号に搬送波信号を付加して送信
信号として送出して、受信側では振幅制限器を用いて７
エーソングによる受信レベルの変動を抑圧するとともに
、検波信号に対してスミア変換の逆変換であるデスミア
変換を行なうことにより受信レベルの落ち込み時点で発
生する可聴性の雑音を軽減するものである。
〔実施例〕
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であって、
１は変調信号入力端子、２はスミア変換回路、３は搬送
波発振器、４はＳＳＢ変調器、５は加算回路、６は送信
機、７は送信７ンテナ、８は送信部１．９は受信アンテ
ナ、１０は受信機、１１は振幅制限器、１２は検波器、
１３はデスミア変換回路、１４は復調信号出力端子、１
５は受信部を表わしている。
１は変調信号入力端子、２はスミア変換回路、３は搬送
波発振器、４はＳＳＢ変調器、５は加算回路、６は送信
機、７は送信７ンテナ、８は送信部１．９は受信アンテ
ナ、１０は受信機、１１は振幅制限器、１２は検波器、
１３はデスミア変換回路、１４は復調信号出力端子、１
５は受信部を表わしている。
第１図についで信号の流れに従って動作を説明する。
送信部８では、変調信号入力端子１に入力された帯域制
限された音声信号・副搬送波を用いた変調信号などのア
ナログ情報信号はスミア変換回路２に入力される。スミ
ア変換回路は、変調入力信号を時間軸上に拡散する機能
を有する。
限された音声信号・副搬送波を用いた変調信号などのア
ナログ情報信号はスミア変換回路２に入力される。スミ
ア変換回路は、変調入力信号を時間軸上に拡散する機能
を有する。
スミア変換回路のスミア遅延特性により、入力アナログ
信号の周波数成分の高いものほど太きな時間遅延を受け
て時間軸上に拡散された信号に変換される。
信号の周波数成分の高いものほど太きな時間遅延を受け
て時間軸上に拡散された信号に変換される。
スミア変換回路出力により、搬送波発振器３の出力をＳ
ＳＢ変調器４でＳＳＢ変調して、たとえば下側帯波Ｓ
Ｓ Ｂ（Ｌ Ｓ Ｂ ： ＬｏＩＩｌｅｒ Ｓ １ｄ
ｅＢ ａｎｄ）変調波を生成する。ＳＳＢ変調波の生成
には、フィルタ法・移相法等周知の方法を用いればよい
。
ＳＢ変調器４でＳＳＢ変調して、たとえば下側帯波Ｓ
Ｓ Ｂ（Ｌ Ｓ Ｂ ： ＬｏＩＩｌｅｒ Ｓ １ｄ
ｅＢ ａｎｄ）変調波を生成する。ＳＳＢ変調波の生成
には、フィルタ法・移相法等周知の方法を用いればよい
。
ＳＳＢ変調器出力と搬送波発振器出力を加算回路５によ
り加算し、その出力として搬送波を付加されたＳＳＢ信
号を得る。加算回路出力は送信？ｊ！６によりアップコ
ンバートおよび増幅され、所望の周波数および電力で送
信アンテナから放射される。受信部１５では、受信アン
テナ９により受信された信号は受信機１０によりダウン
コンバートおよび増幅された後、振幅制限器１１に入力
される。
り加算し、その出力として搬送波を付加されたＳＳＢ信
号を得る。加算回路出力は送信？ｊ！６によりアップコ
ンバートおよび増幅され、所望の周波数および電力で送
信アンテナから放射される。受信部１５では、受信アン
テナ９により受信された信号は受信機１０によりダウン
コンバートおよび増幅された後、振幅制限器１１に入力
される。
振幅制限器１１では７エージングによる受信レベルの変
動を抑圧し、一定の振幅にする。振幅制限器１１の出力
は検波器１２によって検波された後、デスミア変換回路
１３に入力される。
動を抑圧し、一定の振幅にする。振幅制限器１１の出力
は検波器１２によって検波された後、デスミア変換回路
１３に入力される。
該デスミア変換回路１３では検波出力を時間軸上に逆拡
散するデスミア変換を行なう。デスミア変換特性は、周
波数が高いほど遅延時間が短く、スミア変換回路と逆の
特性をもつので、スミア変換回路とデスミア変換回路と
の総合特性はいずれの周波数においても遅延時間が一定
になる。デスミア変換回路１３の出力は復調信号出力端
子１４に導かれる。検波器としては、一般に用いられて
いる包絡線検波器・乗積検波器・周波数検波器を用いる
ことができる。
散するデスミア変換を行なう。デスミア変換特性は、周
波数が高いほど遅延時間が短く、スミア変換回路と逆の
特性をもつので、スミア変換回路とデスミア変換回路と
の総合特性はいずれの周波数においても遅延時間が一定
になる。デスミア変換回路１３の出力は復調信号出力端
子１４に導かれる。検波器としては、一般に用いられて
いる包絡線検波器・乗積検波器・周波数検波器を用いる
ことができる。
本実施例においては、特願昭５９−２５９３５４号に示
されるように、帯域制限された情報信号により、たとえ
ば、下側帯波ＳＳＢ変調して得られたＳＳＢ信号に搬送
波信号を付加した送信信号は、実時間軸上の零点のみを
伝送すれば無歪伝送が可能であることがら、受信側で振
幅制限器の適用により７エージングに起因する振幅歪の
除去が可能となる。
されるように、帯域制限された情報信号により、たとえ
ば、下側帯波ＳＳＢ変調して得られたＳＳＢ信号に搬送
波信号を付加した送信信号は、実時間軸上の零点のみを
伝送すれば無歪伝送が可能であることがら、受信側で振
幅制限器の適用により７エージングに起因する振幅歪の
除去が可能となる。
なお、帯域制限された情報信号の最高周波数が搬送波周
波数よりも低い限り下側帯波ＳＳＢ変調および上側帯波
ＳＳＢ変調のいずれを用−１でも上記無歪伝送が可能で
ある。
波数よりも低い限り下側帯波ＳＳＢ変調および上側帯波
ＳＳＢ変調のいずれを用−１でも上記無歪伝送が可能で
ある。
次に、数式を用いて本実施例の動作を説明する。ここで
は、簡単にするため情報信号は角周波数ωｍのトーン信
号とし、下側帯波ＳＳＢ信号に搬送波信号を付加した場
合を例にとって説明する。このとき、送信信号Ｓ （ｔ
）はＳ （ｔ）＝ Ｃｃｏｓ（ωａｔ）＋ Ａ ｃｏｓ
（ωＣ−ωｍ） ｔ（Ｃ＞Ａｔωｃ＞＞０ｍ） ” Ａ （ｔ） ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ）） ・・
−・・・・−・−・−（１）φ（ｔ）＝ ａｒｃｔａｎ
（Ａ ５ｉｎ（ωｍｔ） ） ／ ＣＣ＋Ａｃｏｓ（
ωｌ１ｔ）・〕’＝ （Ａ ／ Ｃ） ５ｉｎ（ωＬａ
ｔ）で表わされる。ここで、ＣおよびωＣはそれぞれ、
下側帯波ＳＳＢ信号に付加した搬送波信号のレベルおよ
び角周波数である。またＡは下側帯波ＳＳＢ信号のレベ
ルである。
は、簡単にするため情報信号は角周波数ωｍのトーン信
号とし、下側帯波ＳＳＢ信号に搬送波信号を付加した場
合を例にとって説明する。このとき、送信信号Ｓ （ｔ
）はＳ （ｔ）＝ Ｃｃｏｓ（ωａｔ）＋ Ａ ｃｏｓ
（ωＣ−ωｍ） ｔ（Ｃ＞Ａｔωｃ＞＞０ｍ） ” Ａ （ｔ） ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ）） ・・
−・・・・−・−・−（１）φ（ｔ）＝ ａｒｃｔａｎ
（Ａ ５ｉｎ（ωｍｔ） ） ／ ＣＣ＋Ａｃｏｓ（
ωｌ１ｔ）・〕’＝ （Ａ ／ Ｃ） ５ｉｎ（ωＬａ
ｔ）で表わされる。ここで、ＣおよびωＣはそれぞれ、
下側帯波ＳＳＢ信号に付加した搬送波信号のレベルおよ
び角周波数である。またＡは下側帯波ＳＳＢ信号のレベ
ルである。
さらに、Ａ （ｔ）およびφ（１）は、Ｓ （ｔ）の振
幅および位相である。
幅および位相である。
Ｓ （ｔ）が振幅制限器を通過したとき、その出力信号
Ｅ （ｔ）は Ｅ （ｔ）＝ ｓｇｎ （ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ））
） −・−・・−（２）となる。
Ｅ （ｔ）は Ｅ （ｔ）＝ ｓｇｎ （ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ））
） −・−・・−（２）となる。
包絡線検波あるいは乗積検波を行なう場合には、Ｅ （
ｔ）の零点の時間間隔から失われた振幅項を再生する。
ｔ）の零点の時間間隔から失われた振幅項を再生する。
すなわち、零点の周期Ｔ （ｔ）を求めると
Ｔ （ｔ）＝ ２π／〔ｄ（ωｃｔ−φ（ｔ））／ｄｔ
）＋ （１／ｆｃ） （１−（ｒｅ／ｆｍ）（Ａ／Ｃ）
ｃｏｓ（ωｍｔ）ワ・・・・・・・・・・・・・・・
（３）ここで、ｆｃ ＝ωｃ／２πである。
）＋ （１／ｆｃ） （１−（ｒｅ／ｆｍ）（Ａ／Ｃ）
ｃｏｓ（ωｍｔ）ワ・・・・・・・・・・・・・・・
（３）ここで、ｆｃ ＝ωｃ／２πである。
上式の 〔〕 内が復元された振幅項となる。この項を
抽出するため、特願昭５９−２５９３５４号では零点の
時間間隔に等しい時間だけ一定電圧を積分することによ
り鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生回路を用いている。
抽出するため、特願昭５９−２５９３５４号では零点の
時間間隔に等しい時間だけ一定電圧を積分することによ
り鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生回路を用いている。
鋸歯状波には高ｒ１４波成分を多く含むためωＣの成分
のみを抽出するため、および式（３）の係数ｆｍを等化
するために帯域通過フィルタを用いる。
のみを抽出するため、および式（３）の係数ｆｍを等化
するために帯域通過フィルタを用いる。
この結果、振幅情報が復元された信号Ｓ。（１）は
Ｓ ｏ（ｔ）＝ Ｋ （１＋（１／ ｆｃ）（Ａ／ Ｃ
）ｃｏｓ（ωｍｔ））・ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ））
・・・・・・・・・・・・・・・ （４）となる。
）ｃｏｓ（ωｍｔ））・ｃｏｓ（ωａｔ−φ（ｔ））
・・・・・・・・・・・・・・・ （４）となる。
Ｓ 、（ｔ）を包絡線検波することにより、検波出力Ｖ
（ｔ）として Ｖ（ｔ）＝Ｋ Ｃ１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ） ｃｏｓ
（ωｌｌ１ｔ））（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・（５） を得る。式（５）の直流分を除去することによって復調
信号を得られる。
（ｔ）として Ｖ（ｔ）＝Ｋ Ｃ１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ） ｃｏｓ
（ωｌｌ１ｔ））（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・（５） を得る。式（５）の直流分を除去することによって復調
信号を得られる。
一方、乗積検波を行なうためには Ｅ （ｔ）を搬送波
再生回路に入力し搬送波成分を抽出しなければならない
。搬送波再生回路としては、周知のＰＬＬ （Ｐｈａｓ
ｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）を用いた回路が一般に
用いられる。
再生回路に入力し搬送波成分を抽出しなければならない
。搬送波再生回路としては、周知のＰＬＬ （Ｐｈａｓ
ｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）を用いた回路が一般に
用いられる。
一方、搬送波再生回路出力とＳ ｏ（ｔ）を乗積検波す
ることにより、検波出力Ｖ（ｔ）は−Ｖ（ｔ）＝Ｋ （
１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ）ｃｏｓ（ωａ＋ｔ））・
〔ｃｏｓφ（ｔ）〕 ＝Ｋ （１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ）ｃｏｓ（ωｉｔ）
）（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・・・・・・・（６）となり、直流成
分を除去することにより復調信号が得られる。
ることにより、検波出力Ｖ（ｔ）は−Ｖ（ｔ）＝Ｋ （
１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ）ｃｏｓ（ωａ＋ｔ））・
〔ｃｏｓφ（ｔ）〕 ＝Ｋ （１＋（１／ｆｃ）（Ａ／Ｃ）ｃｏｓ（ωｉｔ）
）（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・・・・・・・（６）となり、直流成
分を除去することにより復調信号が得られる。
周波数検波を行なう場合には式（１）で与えられな位相
項の時間微分として検波出力が得られるから、検波出力
Ｖ （ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Ｋｄ（ωＣｔ−φ（ｔ））／ｄｔ＝Ｋ（ωＣ
−ωｍ（Ａ／Ｃ）（（Ａ／Ｃ）＋ｃｏｓ（ωｌｌ１ｔ）
） １（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）となる。
項の時間微分として検波出力が得られるから、検波出力
Ｖ （ｔ）は Ｖ（ｔ）＝Ｋｄ（ωＣｔ−φ（ｔ））／ｄｔ＝Ｋ（ωＣ
−ωｍ（Ａ／Ｃ）（（Ａ／Ｃ）＋ｃｏｓ（ωｌｌ１ｔ）
） １（Ｋ：比例定数） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）となる。
式（７）で与えられる検波出力の直流成分を除去したの
ち、周波数対振幅特性が一６ｄＢ／オクターブの積分器
を通すことによりＶ（ｔ）”Ｋ（Ａ／ Ｃ） ５ｉｎ（
ωｍｔ） （Ｋ ：比例定数〉・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（８）なる復調信号が得られる。
ち、周波数対振幅特性が一６ｄＢ／オクターブの積分器
を通すことによりＶ（ｔ）”Ｋ（Ａ／ Ｃ） ５ｉｎ（
ωｍｔ） （Ｋ ：比例定数〉・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（８）なる復調信号が得られる。
第２図はスミア変換器およびデスミア変換器の特性を示
す図である。
す図である。
第２図においで、参照符Ａにより示しているのはスミア
変換器出力の周波数特性であり、入力信号の周波数に比
例して群遅延時間が大きくなる。また、参照符Ｂにより
示しているのはデスミア変換器出力の周波数特性であり
、群遅延時間は入力信号の周波数に反比例する。そして
、参照符Ｃによって示しているのは、スミア変換器およ
びデスミア変換器の継列接続時の総合特性であり、いず
れの周波数成分に対しても群遅延時間が一定となる。
変換器出力の周波数特性であり、入力信号の周波数に比
例して群遅延時間が大きくなる。また、参照符Ｂにより
示しているのはデスミア変換器出力の周波数特性であり
、群遅延時間は入力信号の周波数に反比例する。そして
、参照符Ｃによって示しているのは、スミア変換器およ
びデスミア変換器の継列接続時の総合特性であり、いず
れの周波数成分に対しても群遅延時間が一定となる。
従って、送信側で変調入力信号に対しスミア変換を施し
、時間軸上へ信号を拡散し、受信側で検波出力に対し、
デスミア変換を施して上記時間軸へ拡散された信号を逆
拡散しても音声信号は歪なく復調できることがわかる。
、時間軸上へ信号を拡散し、受信側で検波出力に対し、
デスミア変換を施して上記時間軸へ拡散された信号を逆
拡散しても音声信号は歪なく復調できることがわかる。
次に、スミア変換およびデスミア変換によりて、受信レ
ベルの落ち込み時に可聴性の雑音が軽減できることを説
明する。
ベルの落ち込み時に可聴性の雑音が軽減できることを説
明する。
受信信号が７エージングを受けたとき、第３図（ａ）に
示すような受信レベル変動をし、規定の閾値レベルｖｔ
ｈを下回る時間がある時間Ｔａ、Ｔｂだけ継続する。こ
の継続時間は７エージングの周期に応じて変化する。そ
の結果、ディジタル通信においてはバースト誤りが発生
することはよく知られている。
示すような受信レベル変動をし、規定の閾値レベルｖｔ
ｈを下回る時間がある時間Ｔａ、Ｔｂだけ継続する。こ
の継続時間は７エージングの周期に応じて変化する。そ
の結果、ディジタル通信においてはバースト誤りが発生
することはよく知られている。
一方、前記ＳＳＢ通信方式では、閾値以下の受信レベル
において振幅制限器の動作が不安定になり零点の検出が
不可能となる結果、復調不能な時間が継続する。これに
より、同図（ｂ）に示すように、復調信号にはバースト
的に雑音が発生する。
において振幅制限器の動作が不安定になり零点の検出が
不可能となる結果、復調不能な時間が継続する。これに
より、同図（ｂ）に示すように、復調信号にはバースト
的に雑音が発生する。
また、第３図（、ｌ）において、参照符Ｘにより示すよ
うなレベル変化の傾斜が急な時点では、急激な位相変化
に起因する雑音も加わり伝送品質が劣化すや。従って、
変調入力信号が第３図（Ｃ）のようであっても、復調信
号は第３図（ｄ）のようになり、伝送品質が大きく劣化
する。
うなレベル変化の傾斜が急な時点では、急激な位相変化
に起因する雑音も加わり伝送品質が劣化すや。従って、
変調入力信号が第３図（Ｃ）のようであっても、復調信
号は第３図（ｄ）のようになり、伝送品質が大きく劣化
する。
本発明は、主として上記バースト性雑音を軽減するもの
であり、送信側では、スミア変換器により第４図（ａ）
に示すような変調入力信号は時間軸上ｌこ拡散されるた
め、伝送路１こおり１で第４図（ｂ）に示すバースト性
雑音のような時間的に接近した雑音が相加されたとして
も・これを受信側でデスミア変換器することによって、
その復調信号に含まれる雑音はバースト性雑音として現
われず時間的に有効に拡散され、第４図（ｃ）に示すよ
うにそのレベルが抑圧される。これにより、第４図（ｄ
）に示すように受信信号に含まれる雑音は、レベル抑圧
され、時間的に拡散されたものとなるから、信号の伝送
品質の改善を図ることができる。
であり、送信側では、スミア変換器により第４図（ａ）
に示すような変調入力信号は時間軸上ｌこ拡散されるた
め、伝送路１こおり１で第４図（ｂ）に示すバースト性
雑音のような時間的に接近した雑音が相加されたとして
も・これを受信側でデスミア変換器することによって、
その復調信号に含まれる雑音はバースト性雑音として現
われず時間的に有効に拡散され、第４図（ｃ）に示すよ
うにそのレベルが抑圧される。これにより、第４図（ｄ
）に示すように受信信号に含まれる雑音は、レベル抑圧
され、時間的に拡散されたものとなるから、信号の伝送
品質の改善を図ることができる。
変調信号として音声信号を用いた場合には信号自体の冗
長性がこの効果を高める方向に働く。
長性がこの効果を高める方向に働く。
スミア変換回路およびデスミア変換回路は、例えば文献
「橋本環、′トランスバーサルフィルタを用いたスミア
−デスミアフィルタの設計”、電子通信学会通信方式研
究会技術研究報告（”−！’；７９−１ら９°、１９７
９１に示されでいるコンポルージョン形回路等によって
実現できる。
「橋本環、′トランスバーサルフィルタを用いたスミア
−デスミアフィルタの設計”、電子通信学会通信方式研
究会技術研究報告（”−！’；７９−１ら９°、１９７
９１に示されでいるコンポルージョン形回路等によって
実現できる。
以上説明したように、本発明のＳＳＢ通信方式によれば
、受Ｍ側に挿入した振幅制限器に上り伝搬路で受た振幅
歪を除去すると共に、送信側で変調入力信号をスミア変
換し、受信側で検波出力をデスミア変換することにより
、受信レベルの落ち込みに起因する可聴性の雑音を軽減
しているので伝送品質の良好な狭帯域無線通信回線が得
られる利点がある。
、受Ｍ側に挿入した振幅制限器に上り伝搬路で受た振幅
歪を除去すると共に、送信側で変調入力信号をスミア変
換し、受信側で検波出力をデスミア変換することにより
、受信レベルの落ち込みに起因する可聴性の雑音を軽減
しているので伝送品質の良好な狭帯域無線通信回線が得
られる利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、ｔＪ２図
はスミア変換器およびデスミア変換器の特性を示す図、
第３図は７エージングを受けた受信信号のレベル変化と
雑音の影響を説明する図、第４図は本発明の場合の雑音
の影響を説明する図である。 １ ・・・・・・変調信号入力端子、 ２ ・・・・・
・ スミア変換回路、３ ・・・・・・搬送波発振器、
４ ・・・・・・ＳＳＢ変調器、 ５ ・・・・・・加
算回路、６ ・・・・・・送信機、７ ・・・・・・送
信アンテナ、８ ・・・・・・送信部、 ９ ・・
・・・・受信アンテナ、１０ ・・・・・・受信機、
１１ ・・・・・・振幅制限器、 １２ ・・・・・・
検波器、 １３・・・・・・デスミア変換回路、 １４
・・・・・・復調信号出力端子、１５・・・・・・受信
部代理人 弁理士 本 間 崇第 ／ 図 浄Ｚ 画 浄３ ＠
はスミア変換器およびデスミア変換器の特性を示す図、
第３図は７エージングを受けた受信信号のレベル変化と
雑音の影響を説明する図、第４図は本発明の場合の雑音
の影響を説明する図である。 １ ・・・・・・変調信号入力端子、 ２ ・・・・・
・ スミア変換回路、３ ・・・・・・搬送波発振器、
４ ・・・・・・ＳＳＢ変調器、 ５ ・・・・・・加
算回路、６ ・・・・・・送信機、７ ・・・・・・送
信アンテナ、８ ・・・・・・送信部、 ９ ・・
・・・・受信アンテナ、１０ ・・・・・・受信機、
１１ ・・・・・・振幅制限器、 １２ ・・・・・・
検波器、 １３・・・・・・デスミア変換回路、 １４
・・・・・・復調信号出力端子、１５・・・・・・受信
部代理人 弁理士 本 間 崇第 ／ 図 浄Ｚ 画 浄３ ＠
Claims (1)
- アナログ変調入力信号を入力された信号を時間軸上に拡
散するスミア変換回路を通した後ＳＳＢ変調して得られ
たＳＳＢ信号に搬送波信号を付加した信号を送信信号と
して送出する手段を有する送信部と、該送信信号を受信
して振幅制限した後検波して得られた検波出力を元のア
ナログ変調入力信号として復元するデスミア変換回路を
通すことにより復調信号をうる手段を有する受信部とに
より系を構成することを特徴とするＳＳＢ通信方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13421385A JPH0746784B2 (ja) | 1985-06-21 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
| DE8585308784T DE3585502D1 (de) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Einseitenbanduebertragungssystem. |
| EP85308784A EP0184923B1 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-03 | Single-sideband communication system |
| US06/806,991 US4803739A (en) | 1984-12-10 | 1985-12-09 | SSB communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13421385A JPH0746784B2 (ja) | 1985-06-21 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61294939A true JPS61294939A (ja) | 1986-12-25 |
| JPH0746784B2 JPH0746784B2 (ja) | 1995-05-17 |
Family
ID=15123067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13421385A Expired - Fee Related JPH0746784B2 (ja) | 1984-12-10 | 1985-06-21 | Ｓｓｂ通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746784B2 (ja) |
-
1985
- 1985-06-21 JP JP13421385A patent/JPH0746784B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746784B2 (ja) | 1995-05-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1159903A (en) | Radio transmitter/receiver for digital and analog communications system | |
| EP0555089B1 (en) | Spread spectrum communication system | |
| US5533064A (en) | Digital radio receiver having limiter amplifiers and logarithmic detector | |
| RU2157044C2 (ru) | Способ и устройство для расширения динамического диапазона приемника | |
| JPH0281530A (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
| JPS6347307B2 (ja) | ||
| US5950118A (en) | Wide bandwidth discriminator for use in a radio receiver | |
| JPS5846704A (ja) | 同期式包絡線検波器 | |
| Daikoku et al. | A real zero SSB transceiver for land mobile radio: A simple method of demodulating SSB signals without an envelope | |
| KR100408008B1 (ko) | 개선된 수신부를 구비한 라디오 | |
| JPH0746784B2 (ja) | Ｓｓｂ通信方式 | |
| Daikoku et al. | Experiments on real zero SSB transceiver demodulation of SSB signal without envelope | |
| JP3306177B2 (ja) | ディジタル周波数変調方式コードレス電話装置 | |
| JP2932289B2 (ja) | ４位相復調回路 | |
| JP2531377B2 (ja) | 変調方式識別回路 | |
| JPH023598B2 (ja) | ||
| JPH0249066B2 (ja) | ||
| JPS6338140B2 (ja) | ||
| JPH0622290B2 (ja) | Ｓｓｂ変復調方式 | |
| JP3024318B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2001103102A (ja) | 送信機とデータ伝送方法 | |
| JPH05152981A (ja) | 複合変調波の受信機 | |
| CA1067154A (en) | Carrier isolation system | |
| JPH06232839A (ja) | スペクトラム拡散受信機 | |
| JPH01154613A (ja) | 自動利得制御増幅回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |