JPS61296834A - スペクトラム拡散通信システムにおける同期方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、周波数ホッピングスペクトラム拡散方式のキ
ャリアを捕捉しフレーム同期信号を抽出するスペクトラ
ム拡散通信システムにおける同期方式に関する。

（従来の技術） 周波数ホッピングスペクトラム拡散方式のキャリアを捕
捉してフレーム同期信号を抽出するために、ディジタル
フィルタを用いたマツチドフィルタを使用する方法が考
えられる。しかしながらディジタルフィルタは高価であ
る。

（発明の目的） 本発明の目的は、周波数ホッピングスペクトラム拡散方
式で、キャリアを捕捉してフレーム同期信号を抽出する
際、フレーム同期信号のホッピングパターンに対応する
マツチドフィルタを使用する代わりに、ホッピングパタ
ーンの差分とその差分を２値のディジタル信号に変換し
、その２値のパターンによりフレーム同期信号を抽出す
るようにしたスペクトラム拡散通信システムにおける同
期方式を提供することにある。

（発明の構成） 前記目的を達成するために、本発明によるスペクトラム
拡散通信システムにおける同期方式は、ＦＭ復調したパ
ターン中からフレーム同期用掃引パターンを抽出するた
めに、１組の積分ダンプフィルタが１ビット積分、１ビ
ット保持、２ビット単位のリセットを１ビットずれて交
互に行い、前記２つの積分ダンプフィルタの出力を比較
器により比較し、前記比較器の出力をシフトレジスタに
入力し、前記シフトレジスタの状態により同期信号抽出
を判定するように構成されている。

（実施例） 以下、図面等を参照して本発明をさらに詳しく説明する
。

第３図に本発明によるスペクトラム拡散通信システムの
送信系、第４図に同受信系の一実施例の原理ブロック図
を示す。

まず、送信系のブロック図、第３図の説明を行う。

送信系のブロックには、入力信号として音声信号３とデ
ータ信号４、および同期信号としてビット同期信号１と
フレーム同期信号２が与えられている。

音声信号３はプリエンファシス回路５を介してローパス
フィルタ６に接続され、帯域制限されてＡ／Ｄ変換７、
あるいはＡＤＭ８等の処理を受けて、ディジタル信号に
変換される。

前記ディジタル信号はデータ信号人力４と共にエンコー
ダ９に入力され、シリアルデータに変換される。

このシリアルデータに、誤り訂正符号付加回路１０によ
り誤り訂正符号が加えられ、インターリーブ回路１１に
よりインターリーブされ、１０次の多項式回路によりス
クランブルを受け、同時にフレーム同期信号も加えられ
る。

一方、ＲＦキャリアは、７次の多項式による周波数ホン
ビッグパターン、および捕捉用の掃引信号で、周波数ホ
ッピングされている。

このキャリアは、スクランブル回路１２によりスクラン
ブルされた信号で、位相変調器１４で変調され、ＲＦ出
力１５として出力される。

次に第４図を参照して受信系のブロックを説明する。

受信されたＲＦ信号１６を捕捉回路１７で捕捉して、受
信機のＰＬＬをロックさせて、ビット同期信号２１．フ
レーム同期信号２２で多項式を生成してホッピングパタ
ーン回路１９によりホッピングパターンを再生して、Ｐ
ＬＬをロックさせ続け、同時に１０次の多項式を生成し
てディスクランブル回路２０でディスクランブルを行う
。

その後、ディインターリーブ回路２３でディインターリ
ーブされ、誤り訂正回路２４で誤り訂正された後、デコ
ーダ２５で音声ＰＣＭ信号とデータ信号２９が分離され
、音声ＰＣＭ信号はＤ／Ａ変換器２６で音声信号に変換
され、ローパスフィルタ２７、ディエンファシス回路２
８を介して出力端子３０に出力される。

第１図に、同じく本発明によるＳＳシステムの実施例の
信号のフレーム構造を示す。

１フレームは２ＬＯ＝１０２４ビットから成り立ち、さ
らに１フレームが２７＝１２８ビットより成り立つ８つ
のサブフレームに分けられる。

１フレーム中の信号は符号長１０２４ビットよりなる１
０次系列のシリアルＰＮでスクランブルがかけられてい
るが、フレームの最初の１６ビットは同期信号であるの
でスクランブルから外され、特定の同期パターンとなっ
ている。

周波数ホッピングされているキャリアは、この１０次系
列のＰＮでスクランブルされた信号でＰＳＫ変調される
。

一方、１サブフレーム内では、符号長１２８ビットの７
次系列のパラレルのＰＮ周波数ホッピングパターンでキ
ャリアの周波数がホッピングされる。

ただし、■フレームの最初のサブフレームの最初の１６
ビット分は、受信機のＰＬＬ捕捉用に、キャリア周波数
が第２図に示すようにディジタル的に掃引されるため、
７次のＰＮＮ周波数ホッピングパターンらはずされる。

なお、この捕捉用の１６ビットとしては、フレーム同期
用の１６ビットと同じビットが使われている。

このように、信号は、１フレ一ム単位で２１０＝１０２
４ビットのＰＮと、１サブフレ一ム単位で２７＝１２８
ビットのＰＮ周波数がホッピングパターンで二重にスク
ランブルがかけられており、１フレーム内で、サブフレ
ームを単位として８回周波数ホッピングパターンがくり
返される。

次に、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの実
施例の変復調部の詳細を説明する。

第５図は変調器の詳細なブロック図である。

まず、キャリアの周波数ホッピングについて説明する。

ビットフレームに同期した７次の多項式によるＰＮがＰ
Ｎ発生回路４０で発生される。

１０２４ビット１フレーム内で、このＰＮによる１２８
ビットを１周期とするサブフレームを単位として８回く
り返される。

フレームの最初の１６ビット分の周波数ホッピング信号
は、捕捉用の掃引パターン信号であり、フレーム同期制
御部３８より提供される。

ＰＮの周波数ホッピングパターン信号、あるいは捕捉用
掃引パターン信号はスイッチ４２で選択されてＤ／Ａ変
換器４３へ送られる。

すなわち、フレームの最初の１６ビット分は、スイッチ
４２が下の状態で、同期制御部３８からの捕捉用掃引パ
ターンがＤ／Ａ変換器４３へ提供される。

第１７ビットから１０２４ビット分までは、スイッチ４
２が上の状態で、７次の多項式によるＰＮ周波数ホッピ
ングパターン信号がＤ／Ａ変換器４３に供給される。

こうして、１フレ一ム分の周波数ホッピングが終了する
と、スイッチ４２が下の状態となり、同様のサイクルを
くり返す。

このようにして、Ｄ／Ａ変換器４３に周波数ホッピング
信号が加えられ、変換された信号はホールド回路４４で
波形整形され、ＶＣＯ４５に加えられる。

ＶＣＯ４５は、ホールド回路４４からの周波数ホッピン
グ信号で周波数変開され、周波数ホッピングしているキ
ャリア、すなわちスペクトラムが拡散されたキャリアが
発生する。

このキャリアはＰＳＫ変調されるため、２系統に分けら
れる。一方はそのまま、もう一方は移相器４６により１
８０°位相が変えられてスイッチ４７で選択されてＰＳ
Ｋ信号が発生する。

一方、インターリーブされた信号は、フレームと同期し
た１０次の多項式によるＰＮ信号でスクランブルされる
。

第６図は本発明によるシテステムの受信系の実施例を示
すブロック図である。

第７図に前記受信系のコスタスループＰ　Ｌ　Ｌを示す
。

入力４９に入力信号Ｉ、Ａｃｏｓφｂ　　（ｔ）が入力
されている。符号上はＰＳＫ変調の１．０に対応してい
る。

この入力信号が２つに分配され、ＶＣＯ５８がらの信号
ｃｏｓφｂ　　（ｔ）　、−５ｉｎφｂ　（ｔ）と乗算
器５０．５１でそれぞれ乗算される。

その積の中から、ローパスフィルタ５５．５６により、
位相差を示す２つの直交する低周波成分を分離し、さら
にその２つの直交成分を乗算器５９で掛は合わせ、位相
誤差成分 （ＫＩ　Ｋ２　Ａ２／８）　・ｓｉｎ　φｃ　　（ｔ）
を得る。

この位相誤差成分はフィルタ５７を通り、加算器５４で
ホッピングパターン信号φｄ　（ｔ）を加えられた後、
ＶＣＯ５８に入力され、ｖＣＯの発信角周波数ｄφｄ　
（ｔ）／ｄｔを制御する。

この場合、加算器５４がなく、ホッピングパターン信号
φｄ　（ｔ）が加算されないと、通常のコスタスループ
となる。

以上の信号は次式で結ばれている。

ｄφｃ（ｔ）／ｄｔ ＝２　（ｄφａ（ｔ）／ｄｔ−φｄ　（ｔ）　−ωｆ−
（Ｋ、に２　Ａ２／８） ・ｆ　　ｈ　（ｔ−ｒ）　ｓｉｎφｃ　　（ｒ）ｄτ）
・・・（１） 左辺は誤差信号の角周波数、右辺第１項は入力信号の角
周波数、第２項は周波数ホッピングパターン、第３項は
ＶＣＯの自走角周波数、第４項はループフィルタを通っ
た誤差信号出力である。

入力信号の角周波数ｄφａ（ｔ）／ｄｔと、ＶＣ０自走
角周波数ωｆと周波数ホッピングパターン信号φｄ　（
ｔ）の和を等しく選べば、上式は簡単になり、 ｄφｃ（ｔ）／ｄｔ −（ＫＩ　Ｋ２　Ａ２／４） −ｆ　　ｈ　（ｔ−ｒ）　ｓｉｎφＣ（τ）ｄτ　・（
２１となる。

ｔ−■とすると、右辺は０となり、位相誤差φＣ（，１
）は常にＯとなり、系は定常状態となる。

よってキャリアの周波数がホッピングしていても、系は
定常状態に落ち着くのでループフィルタのカットオフ周
波数は任意に低くでき、妨害に強いキャリアの復調が行
なえる。

ただし、このためには入力信号の周波数ホッピングパタ
ーンと加算器５４に加えられる周波数ホッピングパター
ン信号φｄ　（ｔ）は同期がとれていなければならず、
そのためには、あらかじめビット同期信号、フレーム同
期信号が抽出できていなければならない。

これらの同期信号の抽出には、通常のコスタスループで
、かつループフィルタのカットオフ周波数が高く、かつ
ループゲインが大に設定されたＰＬＬのＦＭ復調器で周
波数ホッピングパターンを復調すれば良い。

すなわち第６図でスイッチ６０を上、スイッチ６１を開
の状態とする。

この状態でのＦＭ［［信号はフレーム同期用掃引パター
ン信号抽出用の相関器６２を通って、フレーム同期信号
が抽出される。

なお、この際、すでにビット同期信号は同じく第６図の
ＰＬＬ６６で抽出されている。

定常状態と同様に式で表現すると ｄφｃ（ｔ）／ｄｔ ＝２　（ｄφａ　　（ｔ）／ｄｔ−ω（（ＫＩ　Ｋ２　
Ａ２／８） ’ｆＳ１ｎφｃ　　（ｒ）　ｄ　ｒ）　　　−（３１と
なる。

ループフィルタのカットオフ周波数が高いため、ＰＬＬ
は短時間で定常状態となり、ＶＣＯの角周波数は入力信
号の角周波数ωａに一致する。

そのとき、上式は ｄφｃ（ｔ）／ｄｔ ；０ ＝２　（ωａ−ωｆ （Ｋ　Ｉ　Ｋ２　Ａ２／　８　）　　・ｓｉｎφｋ）　
・（４）となる。

すなわち位相誤差φｃ　　（ｔ）は定数φにとなりｓｉ
ｎφｋ　＝　８　（ωａ　　ａ）　ｆ　）　／　Ｋ１に
２　Ａ２・・・（５） となる。

すなわち捕捉時の定常状態では、位相誤差信号は入力信
号の角周波数ωａとＶＣＯの自走角周波数ωｆの差に比
例した量となる。

この状態で、ＦＭ復調信号からフレーム同期信号を抽出
する操作が「捕捉」である。

（５）式より明らかなように、捕捉時には誤差信号は入
力信号の角周波数がＶＣＯの自走角周波数に一致した時
以外はＯとはならずロックレンジの端ではφに＝±π／
２となる。

φに＝ｏの時にスイッチ６０．６１を切替えてコスタス
ループを捕捉からトラッキングの定常状態へ切替えると
、カットオフ周波数が非常に低く、すなわちインパルス
レスポンスｈ　（ｔ）が長い時間持続するように選んで
あるループフィルタ５７のため、系は長時間定常状態と
はならず、不安定となる。

一方φに＝ｏの時に同様の操作をすると、系は定常状態
からスタートし、安定である。

一方、回路実現の点から見ると、捕捉時の状態ではルー
プ内の遅延時間は主に乗算器５９で決まり、比較的短い
。

よってループゲインを高くとっても系は安定であり、ロ
ックレンジを広くとれて捕捉には都合が良い。

しかるに、スイッチ６０．６１を切替えた定常状態では
加算器とループフィルタの遅延時間が大きく、ループゲ
インを高くとると系が不安定となる。

すなわち妨害に強くすると、ロックレンジを狭くせざる
を得ないが、トラッキングの定常状態ではロックレンジ
は広い必要は無い。

以上より回路の実現性からも、ＳＳシステムの目的から
も、コスタスループのループ定数を捕捉時とトラッキン
グの定常状態で切り替えて動作させるのは合理的である
。

受信系は大きく分ける４９〜６１までのコスタスループ
ＰＬＬ、掃引パターン抽出用の相関器６２゜周波数ホッ
ピングパターン発生部６３〜６５．ディジタル信号処理
部６６〜７６の部分に分けられる。

初期設定の状態とし、コスタスループＰＬＬのスイッチ
６０が上、スイッチ６１が開の状態で、捕捉用の状態で
あったとする。

ＬＰＦ５５．５６はキャリアカット用のものでカットオ
フ周波数は高く、ベースバンド帯域での遅延時間も小さ
い。乗算器５９の周波数特性はビデオアンプ相当で遅延
時間は小さく、かつ利得もコスタスループＰＬＬのロッ
クレンジがキャリアの２次変稠によるスペクトラム拡散
の幅をカバーするように選んである。

（５）式より、ロックレンジは、 １ωａ−ωｆ１ ＝　ｌ　　（Ｋ　１に２　Ａ２／　８　）　　ｓｉｎ　
φｋｌより、Ｓｌｎφに＝±１のときであるから１ωａ
−ωｆ　ｌ　＝’ｌ　ＫＩ　Ｋ２　Ａ２／　８１・−（
６）で示される。

ロックレンジを拡げるには入力を大とするか、ループゲ
インを大とする。

その際、ループ内の遅延が大きいと、系が不安定となり
、ループゲインを大きくできず、ロックレンジを大とす
ることができない。しかし、捕捉の状態では、ループ内
の遅延時間が小となるように回路定数を選んであるので
、目的のロックレンジを確保できる。この状態のコスタ
スループフェーズロックループ回路に目的の信号が入力
されると、まずコスタスループフェーズロックループ回
路はその二次変調されたキャリアにロックされ、二次変
調信号である周波数ホッピングパターンのＦＭ復調信号
を乗算器５９より出力し、フレーム同期パターンである
周波数掃引信号抽出用の相関器６２へ入力する。これと
平行して、−次変調であるＰＳＫｆｌ調信号がコスタス
ループフェーズロックループ回路の■軸である乗算器５
１．ＬＰＦ５６より出力され、ビット同期信号抽出用の
ｖｃｘ。

のフェーズロックループ回路６６へ入力されている。こ
のＶＣＸＯのフェーズロックループ回路はロック開始か
ら定常状態に達するまでの時間が非常に短く、数ビット
以内で定常状態に達するので、フレーム同期信号抽出前
にビット同期信号を得ることができる。こうして得られ
たビット同期信号により周波数掃引信号抽出用の相関器
６２は動作している。

第６図の捕捉用周波数掃引信号検出用の相関器６２には
コスタスループＰＬＬによるＦＭｊ１ｍ信号が加えられ
ている。

第１１図はこの相関器６２の実施例を示す回路図である
。

相関器６２に加えられる信号は、次の３種類である。

■掃引パターン、■７次のＰＮホッピングパターン、■
ＰＬＬ復門器がロックしていない時のノイズ。

この３種類の信号から１掃引パターンを検出することが
目的となる。通常、目的とする信号の相関関数で判定す
る方法がとられる。

説明を簡略にするため、掃引パターンが７ビット間にわ
たるものであったとする。

各々の振幅をａ１〜ａ７　（第８図（ａ））とする。

この信号を検出する最も理想的なものは、この信号と時
間軸を逆にした信号をインパルス応答とするフィルタで
マツチドフィルタと呼ばれている（第８図（ｂ））。

第８図（ａ）あるいは第８図（ｂ）は、離散的かつ、有
限長であることから、Ｆ　Ｉ　Ｒ（Ｆｉｎｉｔｅ　　Ｉ
ｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ　）ディジタルフィルタ
でマツチドフィルタを実現できる。第９図はディジタル
フィルタで実現したマツチドフィルタの例を示す回路図
である。

掃引パターン■が入力された場合、その自己相関関数が
出力される。

すなわち入力信号はＡ／Ｄ変換され、ａ７の重み付けを
され（かけ算）加算器に加えられる。

Ａ／Ｄ変換された入力信号はさらにＴだけシフトレジス
タで遅延されａ６の重み付けをされ同様に加算器へ加え
られる。

さらに同様に遅延と重み付けをａｌの重み付けをするま
でくり返す。加算器出力をＤ／ＡＬで演算を終了する。

このディジタルフィルタは理想的なものであるが実際に
は、たとえば、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａが４ビットであるなら、
かけ算、シフトレジスタ、加算すべてを４ビットで行わ
なければならず、また重み付けのためのＲＯＭも必要で
あり、実現は必ずしも容易ではない。

第１１図に本発明による相関器の回路を示す。

基本的考え方は、ホッピングパターンと掃引信号との相
関関数のピークを検出するというのではなく、掃引のホ
ッピングパターンが重縮に増加、あるいは減少している
のでその微係数（差分）が連続して同符号となる部分を
検出するものである。

第１０図に積分ダンプフィルタを示す。

このフィルタはある時間たとえば１ビット間だけ入力を
積分しくスイッチＳＷ１．ＳＷ２を開）その積分結果を
出力する（スイッチＳＷ２を閉）。

次いで、リセットして積分器をＯにもどす（ＳＷ。

を閉）。

スイッチＳＷ１．ＳＷ２を開にして次のサイクルをくり
返す。

この積分ダンプフィルタを用いた掃引パターン検出回路
を第１１図に示す。

入力は１ビットごとに積分ダンプフィルタ１０１．１０
２に交互に入力される。

各々の積分ダンプフィルタは他方が積分中は、もう一方
は積分した値を保持している。

たとえば、積分ダンプフィルタ１０１が積分を行ってい
る間は、積分ダンプフィルタ１０２は前のビットの積分
値を保持し続ける。

積分ダンプフィルタ１０１の積分が終了する直前に、両
方の積分ダンプフィルタの出力は次段のコンパレータ１
０３で比較される。

コンパレータ１０３へ入力されると積分ダンプフィルタ
１０２はリセットされ、ふたたび積分を開始する。

この間積分ダンプフィルタ１０１は積分値を保持し続け
る。

以上のサイクルを（り返し、あるビットの積分値とその
１つ前のビットの積分値が比較される。

以下第１２図のタイミングチャートを用いて説明を行う
。

（ａ）は積分ダンプフィルタ１０１の出力、（ｂ）は積
分ダンプフィルタ１０２の出力である。

一方の積分の終了と同時に他方はリセットされ、一方は
そのまま積分値を保持し、リセットされた方は積分を開
始する。両者の比較は積分の終了直前あるいはリセット
の直前に行われる。

（Ｃ１はコンパレータの出力であり、この例では、積分
ダンプフィルタ１０１の出力が同１０２の出力より高（
大）の時Ｈ１低（小）の時りとなる。

（ｄ）はクロックを１／２分周した信号である。

（Ｃ）と（ｄｌがＥ−ＯＲ１０４で比較される。

掃引パターンの最大値と最小値は、ＰＮホッピングパタ
ーンの最大値および最小値に一致するように設定すると
、７ビット長のホッピングパターンの差分をとっている
６ビット長間（８１はＨが続き、その前後で必ず反転す
る。

そこで、Ｅ−ＯＲ１０４の出力を６段のシフトレジスタ
１０５に入力し、６段全部が１となった時を掃引ホッピ
ングパターンがあった時と判定できる。掃引ホッピング
パターン以外のＰＮホッピングパターンでは、通常７ビ
ット長にわたり、増加、あるいは減少し続けることはな
く、誤って掃引ホッピングパターンを抽出することはな
い。

またＰＬＬ復調器がロックしていない時のノイズに関し
ては、ノイズの平均値（直流値）がＯであるため、積分
ダンプフィルタの出力は両方同時に０となる。この状態
は容易に検出でき、誤判定は避けられる。

以上は７段の掃引ホッピングパターンについて説明した
が、実際には、ＰＮの次数、種類によっては最長の連続
増加、あるいは減少のビット長が決まっているので、そ
れに見合った段数を設定すれば良い。たとえば７次ＰＮ
で連続増加あるいは減少の最大のビット長が５であるな
ら、６段のシフトレジスタで目的は達っせられる。

一方これと平行して、ビット同期信号抽出に続いて、Ｐ
ＳＫ復調信号より、−改変調信号の復調が行われている
。

すなわち、ＰＳＫ復調信号は、前述のビット同期信号で
動作する積分ダンプフィルタ６７で雑音。

妨害を除去されて、その出力がコントロール部６９、デ
ィスクランブル回路７０に入力されている。

コントロール部６９は相関器６２より、周波数掃引信号
、すなわちフレーム同期信号抽出の信号を受けると、フ
レームの位置を定め、ＰＳＫ復調されたフレーム同期信
号の中から、最後のビット、すなわち１フレームの第１
６ビットのＯを検出し、第１７ビット目から、ディスク
ランブル回路７０゜周波数ホッピング信号再生回路６８
、ディインターリーブ回路７１をスタートさせる。

ディスクランブル７０１周波数ホフビング再生回路６８
に、各々含まれる１０次および７次のＰＮ発生回路は、
対応する送信部に含まれているのと同じものである。

これに続（１フレームの復調、ディスクランブル。

周波数ホッピングパターン信号の発生は、このループ定
数、すなわち捕捉用の定数のまま行う。

１フレームが終了し、第二フレームの復調が開始される
と、コントロール部６６は、フレーム同期信号部の周波
数掃引パターンがコスタスループフェーズロックループ
回路の自走周波数に最も近づく８ないし９ビット目にス
イッチ６０を下、スイッチ６１を閉にしてループ定数を
切り替える。

減衰器５８．ループフィルタ５７．加算器５４よりルー
プ回路は成り立っている。

ループフィルタのカットオフ周波数は妨害に強くするた
めに低く設定してあり、また、加算器５４はオペアンプ
を用いて実現するので遅延時間が大きい。そうした条件
では、ループゲインを高くすると系が不安定となるので
、減衰器５８でループゲインを下げる。

加算器５４には、すでに切り替え前よりＤ／Ａ変換器６
４で発生する周波数ホッピングパターンのオフセット信
号が加えられているが、スイッチ６１が閉に切り替えら
れる前には、減衰器５８には入力がないため、ループフ
ィルタ５７も入力、出力ともに定常的に０の状態である
。

この状態において、スイッチ６０．６１によりループ定
数が切り替えられる際、乗算器にあるレベルの誤差信号
が出力されていたとすると、ループフィルタ５７のカッ
トオフ周波数が低く設定されており、かつループゲイン
が下げられているので、ロックがはずれたり、または定
常状態になるまでに長時間を要する。

しかるに、周波数掃引パターン第８．あるいは第９ビッ
ト目は、コスタスループフェーズロックループ回路の自
走周波数に近いため、乗算器５９より出力される誤差信
号はほぼＯであり、ループ定数を切り替えてもループフ
ィルタ５７に過渡現象は生じない。

さらに（２）より明らかなように、ループフィルタ人力
ｓｉｎφＣ（τ）が−■くτくｔＴ：Ｏであれば、以後
、定常的にφＣ（ｔ）＝Ｏとなり、二次変調によるキャ
リア周波数のホッピングにかかわらず、コスタスループ
フェーズロックループ回路は定常状態となる。

コスタスループフェーズロックループ回路自体は、ＰＳ
Ｋによる位相情報を消去した情報の乗っていないキャリ
アに追従するため、ループフィルタのカットオフ周波数
を任意に下げ、妨害のもとでも安定に情報を消去したキ
ャリアを抽出できる。

一方、そのキャリアが安゛定に抽出されているならば、
コスタスループフェーズロックループ回路の■軸より出
力されるＰＳＫの復調成分は、妨害によりかなり乱れて
いても、積分ダンプフィルタ６７で相関がとられ、安定
にｆｉｆｌｍできる。

（発明の効果） 以上詳しく説明したように、本発明によるスペクトラム
拡散通信システムにおける同期方式はＦＭｆｊ［したパ
ターン中からフレーム同期用掃引パターンを抽出するた
めに、１組の積分ダンプフィルタが１ビット積分、１ビ
ット保持、２ビット単位のリセフトを１ビットずれて交
互に行い、前記２つの積分ダンプフィルタの出力を比較
器により比較し、前記比較器の出力をシフトレジスタに
入力し、前記シフトレジスタの状態により同期を判定す
るように構成されている。

したがって、ディジタルフィルタのような複雑な回路を
必要とせず、理想的な相関をとったのと同じ効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の実施例の信号のフレーム構造を示す図である。 第２図は、フレームパターンの詳細図である。 第３図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の送信系の実施例を示すブロック図である。 第４図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の受信系の実施例を示すブロック図である。 第５図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の変調器の詳細なブロック図である。 第６図は本発明によるスペクトラム拡散通信システムの
受信系のコスタスループＰＬＬ部分を含む復調系を示し
たブロック図である。 第７図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の受信系のコスタスループフェーズロックループ回路の
動作を説明するための回路図である。 第８図はフレーム同期ホッピングパターンとマツチドデ
ィジタルフィルタのインパルス応答を示すグラフである
。 第９図はマツチドディジタルフィルタの例を示す回路図
である。 第１０図は積分ダンプフィルタの例を示す回路図である
。 第１１図は本発明による捕捉用周波数掃引信号検出用の
相関器の実施例を示す回路図である。 第１２図は前記捕捉用周波数掃引信号検出用の相関器の
実施例回路の動作を説明するための回路図である。 １・・・ビット同期信号　　２・・・フレーム同期信号
３・・・音声信号人力　　　４・・・データ信号人力５
・・・ブリヱンファシス回路 ６・・・ローパスフィルタ　７・・・ＡＩＤ変換ａ８・
・・ＡＤＭ　　　　　　　９・・・エンコーダ１０・・
・誤り訂正符号付加回路 １１・・・インターリーブ回路 １２・・・スクランブル回路 １３・・・ホッピングパターン発生回路１４・・・位相
変調器（ＰＳＫ） １５・・・ＲＦ小出力　　　１６・・・ＲＦ入力１７・
・・捕捉回路　　　　１８・・・ＰＳＫ復調器１９・・
・ホッピングパターン再生器 ２０・・・ディスクランブル回路 ２１・・・ビット同期信号 ２２・・・フレーム同期信号 ２３・・・ディインターリーブ回路 ２４・・・誤り訂正回路　　２５・・・デコーダ２６・
・・Ｄ／Ａ変換８　　２７・・・ローパスフィルタ２８
・・・ディエンファシス回路 ２９・・・データ信号　　　　　３０・・・音声出力３
１．３５・・・ビット同期信号 ３２．３４・・・フレーム同期信号 ３３・・・ビットストリーム　　３６・・・ＲＡＭ３７
・・・インターリーブ回路 ３８・・・フレーム同期制御部 ３９・・・多項式回路　　　　４０・・・ＰＮ発生回路
４１．４２・・・スイッチ　　４３・・・Ｄ／Ａ変換器
４４・・・ホールド回路　　　４５・・・ｖＣ０４６・
・・移相器　　　　　　４７・・・スイッチ４８・・・
ＲＦ小出力　　　　４９・・・ＲＦ入力５０．５１・・
・乗算器　　　５２・・・移相器５３・・・ＶＣＯ５４
・・・加算器 ５５．５６・・・ローパスフィルタ ５７・・・ループフィルタ ５８・・・減衰器　　　　　　５９・・・乗算器６０．
６１・・・スイッチ　　６２・・・相関器６３・・・ホ
ールド回路　　　６４・・・Ｄ／Ａ変換器６５・・・Ａ
ＦＣ６６・・・ＰＬＬ ６７・・・積分ダンプフィルタ ６８・・・周波数ホッピング再生多項式回路６９・・・
コントロール部 ７０・・・ディスクランブル回路 ７１・・・ディインターリーブ回路 ７２・・・コントロール信号 ７３・・・フレーム同期信号 ７４・・・ビット同期信号 ７５・・・コントロール信号 ７６・・・ビットストリーム １０１．１０２・・・積分ダンプフィルタ１０３・・・
コンパレータ １０４・・・Ｅ−ＯＲ １０５・・・シフトレジスタ １０６・・・ＡＮＤ回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. スペクトラム拡散通信システムにおける同期方式であっ
   て、ＦＭ復調したパターン中からフレーム同期用掃引パ
   ターンを抽出するために、１組の積分ダンプフィルタが
   １ビット積分、１ビット保持、２ビット単位のリセット
   を１ビットずれて交互に行い、前記２つの積分ダンプフ
   ィルタの出力を比較器により比較し、前記比較器の出力
   をシフトレジスタに入力し、前記シフトレジスタの状態
   により同期信号抽出を判定するように構成したことを特
   徴とするスペクトラム拡散通信システムにおける同期方
   式。