JPS6130992A

JPS6130992A - 電流形インバ−タ制御装置

Info

Publication number: JPS6130992A
Application number: JP14921484A
Authority: JP
Inventors: Seiya Kojima; 小島　精也
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-07-18
Filing date: 1984-07-18
Publication date: 1986-02-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は電流形インバータ制御装置に係シ、特に鉄鋼圧
延設備等に用いられる交流電動機を駆動するに好適な電
流形インバータ制御装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

鉄鋼圧延設備のミル前後面のテーブルやバルブミルのテ
ーブル等では、零速度と最高速度の間の加減速時間がＩ
−２砂径度であるような急速な加減速運転が要求される
。これらの用途に対して、最近保守性に優れ急速な加減
速運転に適した電流形インバータによる交流電動機、例
えばかご形誘導電動機の駆動システムが使用されるよう
になつて来ている。

第≠図はかかるシステムに用いられる従来の電流形イン
バータ制御装置のブロック図である。同図に示すごとく
、三相電源ｌから供給された電力は順変換器６で直流変
換され、逆変換器ｔで任意周波数、任意電圧の交流に変
換されて交流電動機２、〜コ。に供給される。しゃ断器
３．〜３ｎはそれぞれ交流電動機コ、〜コ。の保護用と
して主回路に介挿される。変圧器グは逆変換器ｒの出力
電圧ｖＭを検出するため、これを降圧して電圧検出回路
／りに送出する。変流器ｊは順変換器乙の入力電流ＩＭ
を検出して、検出信号を電流検出器２ノに送出する。

インバータ装置の主回路を構成する順変換器６は４個の
サイリスタＴＨ，〜ＴＨ６で構成される。一方、逆変換
器ｒｉｉｔ個のサイリスタＴＹ１〜ＴＹ６と６個のダイ
オードＤｌ　−Ｄ６と４個の転流コンデンサ０１〜Ｃ６
から構成される。設定器／６は速度基準信号Ｎｒ、ｆを
送出する。入力制限回路１７は速度基準信号Ｎ、。ｆを
制限して加減速率を一定にした信号♂を送出する作用を
有する。絶対値変換回路／εは人力制限回路１７の出力
信号♂を絶対値に変換し、周波数基準信号ｆＭ　　とこ
の信号ｆＭ　Ｋ比例する電圧基準信号Ｖ♂を出力する。

電圧制御回路辺は電圧基準信号■−と電圧検出回路／９
の出力信号ｖＭの偏差を入力とし、電流基準信号ＩＭ　
を出力する。電流制御回路ｎは電流基準信号に対応する
電圧制御回路辺の出力信号と電流検出回路Ｕの出力信号
との偏差信号を入力し電流を制御する。位相制御回路力
は電流制御回路−の出力信号に応じて順変換器ｔのサイ
リスタＴＨＩ〜ＴＨ６の位相を制御して電流形インバー
タ装置の出力電圧−１出力電流ＩＭを制御する。

発振器Ｊは絶対値変換回路７ｇの出力信号である周波数
基準ｆＭ　を入力し、周波数基単信号ｆＭ　ｋ対応した
パルスを発振する。分周回路Ｊは発振器２ｔの出力パル
スを分周して逆変換器ｔのサイリスタの点弧順序に対応
したパルスを発生する。パルス増幅器ツは分周回路Δの
出力パルスを増幅して逆変換器ｒのサイリスタＴＹ１〜
ＴＹ６を点弧する。

かかる構成において、次にその動作を説明する。

設定器／ルから送出された速度基準信号Ｎｒｅｆは入力
制限回路／７を介して絶対値変換回路／ｌに与えられ、
速度基準信号Ｎｒｓｆに対応した周波数基準信号ｆＭ１
１′と周波数基準信号ｆＭ　に比例した電流基準信号斧
　。

ＶＭか出力される。電圧基準信号ｖＭ　は変圧器グを介
して電圧検出回路１９で検出された電流形インバータの
出力電圧−との偏差を取られる。この偏差信号に基づい
て電圧検出回路二〇に与えられ偏差信号を零とするよう
な、つまシミ流形インバータの出力電圧ｖＭを電圧基準
信号ＶＭ　Ｉｃ一致させるような制御信号が送出される
。電圧制御回路ｍの出力信号は電流制御回路−の電流基
準信号ＩＭ　となわ、変流器！を介して電流検出回路Ｕ
によシ検出された電流フィードバック信号ＩＭとの差が
取られ、この電流偏差信号を零とするような制御信号が
位相制御回路力に送出される。電流制御回路−から制御
信号を与えられた位相制御回路力は電流形インバータの
順変換器２のサイリスタＴＨ１〜ＴＨ６の位相を制御し
て、順変換器乙の出力直流電圧と出力直流電流Ｉｄを制
御する。

一方−登根呂：ＭＡ＆−ｔ−嬶柑値書漁回蕗１ｇの出力
槓号である周波数基準信号ｆＭ　を入力とし、これに対
応したパルス信号を出力する。このパルス信号は分周回
路おで分局され、パルス増幅器ｎを介して逆変換器ｔの
サイリスタＴＹ１〜ＴＹ６に与えられる。その結果、逆
変換器ｒの出力周波数が周波数基準信号ｆＭ　に対応し
た周波数に制御される。なお、逆変換器？の出力電流Ｉ
Ｍは順変換器乙の出力電流Ｉｄをもとに１２００通電の
方形波となるため、１Ｍ＝（Ｉｄ　　　　　　・・・・
・・＋１１となる。また、出力電圧−は正弦波状とな）
、交流電動機２．〜２ｆｌに与えられる。

なお、交流電動機２．〜２ｎの連続運転範囲では、運転
周波数に関係なくトルクを一定に制御出来るように、交
流電動機に与える電圧鳳及び周波数ｆＭの関係がｖＭ＝αｆＭ＋β　　　　　　　・・・・・・（２）と
なるような制御が行なわれる。ただし、αはｆｍｌ。で
表わされる定数である。つまり、最低周波数ｆＭｍｌｎ
に対応する電圧なＶＭｍｉ。、最高周波数ｆ、工、Ｘに
対応する電圧をｖＭｍａｘとすると、ｆＭｍｉｎとｆＭ
ｍｌｌＸの間では第！図の特性図に示すような制御が実
施される。また、連続運転範囲以外の最低周波数ｆＭｍ
ｉｎ以下の速度では、出力電圧−は電圧ＶＭｍｌｎＫ一
定に制御される。

上述の条件を実現するためには、電流形インバータの出
力電圧基準ｖＭ　を（２）式に対応してｖＭ　＝αｆＭ
十β　　　　　・・・・・・（３）と設定すればよい。

第を図は第参図の構成における交流電動機４〜コ。の速
度指令Ｎ”の運転パターンに対する電流形インバータの
出力周波数ｆ、のパターン（４）、出力電圧−のパター
ン（Ｂ）と出力電流ＩＭ及び交流電動機λ、〜２ｎの負
荷トルクＴＭのパターン（０のタイムチャートである。

第を図に示すように、逆変換器ｒの出力周波数ｆ、は速
度指令Ｎ−比例して与えられ、また逆変換器ｒの出力電
圧−は出力周波数ｆＭに対して（２）式の関係で与えら
れる。交流電動機２．〜λ。の負荷トルクＴＭについて
言えば、加速時の負荷トルクＴＭＯＩ、ＴＭ３１と減速
時の負荷トルクＴＭ１２、ＴＭ２３　　は非常に大きい
。一方、一定速度に対応した出力周波数ｆｉｌ、ｆＭ２
、ｆＭ３　　では摩擦トルクだけとなるため、負荷トル
クＴＭＩ、ＴＭ２、ＴＭ３は非常に小さくなる。したが
って、交流電動機コ、〜２゜の合計の電流である電流形
インバータの出力電流躇は、第３図（Ｃりに点線で示す
ように、交流電動機の負荷トルクに応じて加速時の出力
電流ＩＭＯＬ、ＩＭ３１　　及び減速時の出力電流ＩＭ
１２　、１Ｍ２５は大きく、一定速時の出力電流ＩＭｌ
、ＩＭ２．１Ｍ５　は小さくなる。

〔背景技術の問題点〕

ところで、従来の電流形インバータ制御装置においては
、逆変換器にの転流を、転流コンデンサ０１〜Ｃもの充
電電圧を利用して電気角６００ごとに、すなわち１周期
の％ごとに行なっている。ところが、この充電電圧の大
きさと充電時間は交流電動機λ、〜λユの転流インダク
タンスでもれインダクタンスの周波数特性を持ったもの
に大きく左右される。

今、転流コンデンサＣ１〜Ｃ６の電圧なＥｃ（Ｖ）、転
流コンデンサ容量なＣ（Ｆ’）　、電流形インバータの
出力電力、つまり交流電動機２．〜コ。の実効線間電圧
なりＭ（ｖ）、出力電流をＩＭＣＡ）、直流電流なＩｄ
（Ａ）、転流期間なＴｃ（ｓｅｔ）　、交流電動機２１
〜２ｎの力率を房φ、全交流電動根分の転流インダクタ
ンスなＬＯ（Ｈ）とすると＝Ｖクー（／十！−）シＬ、　＠　Ｃ＋−３′？二５２
“ｎ＜５ｅｖＨ−２工Ｍ・・・・・・（５）なる関係式が成り立つ。一方、逆変換器ｔの転流は、出
力周波数の１周期の％ごとに行なわれてい乙の−ｒａ、
η尊すｒ畠十出す腑峙台シｆ、ｚ−−−（’ｑｖ）シす
ると逆変換器ｊの転流条件から、電流形インノ（−タを
最大出力周波数ｆＭｍａｚ　（Ｈｚ）まで運転可能とす
る条件としては、全運転範囲内ででなければならない。すなわち、・・・・・・（８）となる。従って、逆変換器ｔの設計条件は（４）式と（
８）式によつて決定される。

零速度から最高速度までの時間がｌ−２秒という急速な
加減速運転を要求される搬送テーブル等では、駆動電動
機として２００〜３００チと大きな過負荷トルクが要求
されるため、電流形イ／／（−タの出力電流ＩＭも非常
に大きくなる。通常、転流コンデンサ電圧Ｅｃは定格電
圧（最大電圧）時の最大過負荷時において最大値となる
ため、この場合、定格電圧が≠ＯＯＶクラスで転流コン
デンサ電圧Ｅ０は１ｊ００−２０００Ｖと非常に高くな
る。この転流コンデンサ電圧Ｅｃは転流コンデンサｃ、
　−０５、サイリスタＴＹＩ〜ＴＹ６及びダイオードＤ
１〜Ｄ６等の許容耐圧に影響し、また交流電動機λ、〜
２ｎの１次巻線の絶縁許容耐圧にも影響を与えるため、
転流コンデンサ容量Ｃを出来るだけ大きくして、極力転
流コンデンサ電圧Ｅ０を低く抑える必要がある。

一方、加減速後の一定速度では、負荷トルクは摩擦トル
クだけとなシ、速度に関係なく負荷トルクの最小値のｔ
−１０％と非常に小さな値となり、出力電流ＩＭも小さ
くなる。電流形インバータの運転可能な最大出力周波数
は（８）式の右辺から解るように、出力電圧−が最大、
すなわち定格電圧時で出力電流ＩＭが最小値、すなわち
一定速度時に最小となる。また、転流コンデンサ容量Ｃ
は定格電圧過負荷時の転流コンデンサ電圧Ｅ０を極力低
く抑えるべく大きな値となっているため最高速度での定
速運転時、（８）式の右辺が、必要な最大出力周波数ｆ
ＭｍａＸ　（例えば−〇Ｈｚ）より極端に小さくなって
しまい、最高速度までの運転が不可能となる場合が多い
。このような場合には、交流電動機２．〜２ｎの転流イ
ンダクタンスＬ０を例えば通常の％〜％と非常に小さく
して必要な最大出力周波数を確保しなければならない。

ところが、転流インダクタンスＬ０を小さくすることは
、交流電動機、２．〜２ｎの容量を等測的に２〜３倍大
きくすることに相当し、従来の制御方法を適用している
限りは交流電動機２、〜２ゎの寸法が非常に大きくなつ
てしまうという欠点があ−た。また、交流電動機の寸法
が大きくなれば、交流電動機の定格電流値も増え、搬送
テーブルのように多数台の交流電動機を１台の電流形イ
ンバータで駆動する場合、電流形インバータの容量が増
大するという欠点もあった。

〔発明の目的〕従つて、本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解消
し、急加減速のときは大きな過負荷トルクを実現し、ま
た一定速度領域では小さな負荷トルクであっても交流電
動機の転流インダクタンスを極端に小さくすることなく
、すなわち交流電動機の寸法を犬きくすることなくこれ
に対処可能で、また電流形インバータの容量を増大する
ことなく必要な最大出力周波数まで転流失敗することな
く安定に運転することを、可能ならしめた電流形インバ
ータ制御装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために１本発明は電流形インバータ
で駆動される交流電動機の加速または減速後の一定速領
域を検出する第１の検出手段と、電流形インバータの出
力電圧ｖＭおよび出力電流ＩＭを検出する第２の検出手
段と、第１の検出手段により一定速領域が検出された時
、第２の検出手段の出力並びに出力周波数基準ｆＭ　に
基いてなる条件を判定する判定手段と、この判定手段の
条件判定に基いて電流形インバータの出力電圧−をとなるように制御する制御手段とを備えた電流形インバ
ータ制御装置を提供するものである。

〔発明の実施例〕

まず、実施例の説明に先立って、本発明に係る電流形イ
ンバータ制御装置の動作原理を詳細に説明する。

従来の制御方法では、（８）式の条件は最大出力周波数
ｆＭｍａｘでの出力電圧ｖＭの最大値及び出力電流ＩＭ
の最小値において決められ、（８）式の条件を満足する
ように転流コンデンサ容量Ｃ及び転流インダクタンスＬ
０の値が決められていた。つまり、（８）式の条件が満
足されなければ転流コンデンサ容量Ｃ及び転流インダク
タンスＬ０の値を小さくしなければならなかった。しか
しながら、転流コンデンサ容１ｃの値は転流コンデンサ
電圧Ｅｃの制限条件より小さくすることは出来ない。し
たがって、交流電動機の全台数分の転流インダクタンス
Ｌ０を小さくしなければならない。これは、（２）式に
基いて出力周波数ｆＭｉｃ比例して出力電圧ｖＭを制御
しているためで、出力周波数ｆ、が決まれば、それに応
じて出力電圧ｖＭも自動的に決まる。したがって、出力
周波数が最大値ｆＭｍｕｃのとき、出力電圧−も最大値
ＶＭｍ＆Ｘとなり、（８）式を満足しないときは転流イ
ンダクタンスＬ０を小さくしなければならなかうたが、
本発明では転流インダクタンスＬ０を小さくする代わシ
に出力電圧ｖＭを定格値の最大電圧１１．！より小さく
制御して（８）式を満足させようとするものである。な
お、出力電圧−を小さく制御するの杜、（８）式を満足
しない状態が起こｂやすい加減速後の一定速領域の軽負
荷時である。

さて、出力電圧−を定格値より小さくするとＶＭ／ｆＭ
　ｍｍｘは、定格時のｖＭｍａＸ　／　ｆｗｒｎｓｘよ
り小さくなり、同一電流に対して交流電動機のトルクが
低下する。しかし、加減速後の一定速領域はｔ〜１０チ
の軽負荷しか必要でないため、トルク不足になることは
ない。

また、加速及び減速時には２００〜３００　％と大きな
過負荷トルクが必要であるため、加減速時の最大出力周
波数では出力電圧は定格値のｖＭＩｌｆｌａｘに制御す
る。従うて、加減速時には交流電動機のトルクが低下す
ることなく制御されるので、トルクは充分に確保される
。

この制御方式は、最大出力周波数ｆＭｔｏａｘ以外でも
同様に適用できる。したがりて、一般に運転の出力周波
数基準ｆＭＫ応じて（８）式を満足するように、加減速
後の一定速領域で出力電圧−を通常の設定値よシ小さく
制御する。（８）式の関係式を本発明の制御方式に合わ
せて書き直すと（９１式のようになる。

・・・・・・（９）また、出力電流ＩＭを直流電流Ｉｄで書き直すと（９１
式はＨ式のように書き換えることが出来る。

・・・・・・ａｌ搬送テーブル等では、前述したように一定速領域での負
荷トルクは動摩擦トルクだけで、この動摩擦トルクは運
転速度、すなわち運転周波数に関係なくほぼ一定となる
。交流電動機の転流インダクタンスＬ０と力率−φは運
転周波数に関係なくほぼ負荷の関数となる。そこで、交
流電動機が決まれば、一定速領域では転流インダクタン
スＬ０とカ率蕉φ、すなわちｓｉｎφはほぼ一定と考え
てよい。また、転流コンデンサ容量Ｃは（４）式の転流
コンデンサ電圧Ｅｃの耐圧制限条件から決まる一定値に
設計される。したがって、（９）、α〔式はそれぞれα
υ、ａ３式のように簡単に書くことが出来る。

で表わされる定数である。

で表わされる定数である。　・したがって、本発明の電流形インバータ制御装置では、
交流電動機を駆動する電流形インバータを交流電動機の
加速後または減速後の一定速領域で、ある出力周波数基
準ｆ、に対して安定に運転できなくなる条件の又はになったとき、それぞれａυ式又は復ｚ式を満足するよ
うに出力電圧−を通常の設定値よシ小さく制御する。一
般的に、定数ｋｎ　、ｋｘ２を定数に１で、定数に２１
、ｋ２２を定数に２で表わすと、上記の制御方式は以下
のように表現することが出来る。

になつたとき。

になるように出力電圧−を通常の設定値よシ小さく制御
する。

さて、かかる動作原理に基いて、以下に図面を参照しな
がら本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の一実施例に係る電流形インバータ制御
装置のブロック図である。同図において、割算器２７は
電流形インバータの出力電圧ｖＭを検出する電圧検出回
路１９の出力信号ＶＭｆを出力電流ＩＭを検出する電流
検出回路Ｕの出力信号ＩＭｆで割算する。演算器３は出
力周波数基準ｆ、を入力とじ＊　−１（２を計算して出
力する。信号ユタは割算器２７の出力信号Ｖｗｔ／　Ｉ
ｙｘｔ　　と演算器３の出力信号の差比軟判定回路３Ｑ
は信号：１９を入力し、信号２９が正であるか否かを比
較判定し、正であれば“ｌ”の信号を、負か零であれば
“Ｏｎの信号を出力する。

速度変化率検出回路３／は入力制限回路１７の出力信号
Ｎ”を入力し速度変化率を検出する。論理回路３コは速
度変化率検出回路３／の出力信号を入力し、それが“ｏ
”の時″ｌ″の信号を出力し、ＩＩ　Ｏ１１以外の時“
Ｏ”信号を出力する。アンド回路３３は比較判定回路３
０の出力信号と論理回路３２の出力信号を人力し、それ
ぞれの人力信号が同時Ｋ“／”のとき“ｌ″信号出力し
、それぞれの入力信号が同時に“ｌ”以外のとき”ｏ”
信号を出力する。

スイッチ回路３ダはアンド回路３３の出力信号が“ｌ″
′のときオンし信号２９を出力側に伝達し、アンド回路
３３の出力信号がＯ″のときオフし、信号コ９をしゃ断
する。出力電圧補正回路３５はスイッチ回路３ダの出力
信号を入力とし、出力電圧補正信号ＶＭＣを出力する。

かかる構成において、次にその作用を説明する。

設定器１６から与えられた速度基準信号Ｎｒｓｆは入力
制限回路１７によって決められた加減速率を持つ速度指
令信号♂に変換され、絶対値変換回路／ざによって出力
周波数基準信号ｆ、　とこの信号ｆＭ　に比例する出力
電圧基準信号ｖＭか出力される。一方、入力制限回路１
７の出力信号Ｎ箋速度変化率検出回路３）を通り、論理
回路３２により速度変化率が“Ｏ”、すなわち一定速運
転時は“ｌ”の信号を出力し、速度変化率が“Ｏ”以外
、すなわち加速時又は減速時はＯ″の信号を出力しこれ
をアンド回路３３に入力する。出力電圧基準信号■Ｍは
電圧検出回路／？の出力信号ＶＭｆ及び出力電圧補正回
路３Ｓの出力信号ＶＭＣとの偏差を取られ、その偏差信
号を零とするような制御信号が電圧制御回路：２０よシ
送出され、電流制御回路−の電流基準信号となる。この
電流基準信号は電流形インバータの出力電流ＩＭＫ等し
い電流を変流器ｊを介して検出する電流検出回路Ｕの出
力信号ＩＭｆと偏差を取られ、この偏差信号を零とする
ような制御信号が電流制御回路−から送出され位相制御
回路力に与えられる。位相制御回路−の出力信号によっ
て電流形インバータの順変換器乙の直流電圧が制御され
出力電圧ＶＭ及び出力電流工Ｍが制御される。

一方、出力周波数基準ｆ、は発振器Ｊに人力され、出力
周波数基準信号ｆ、に対応したパルス信号が出力される
。このパルス信号は分周回路２３Ｉ／ｃよシ逆変換器ｌ
の４個のサイリスタの点弧順序を決めるべく分周され、
その分周パルスはパルス増幅器ツによって増幅され逆変
換器ｔのサイリスタを点弧し、出力電圧−１出力電流Ｉ
Ｍの周波数が制御される。

また、電圧検出回路／９の出力信号ＶＭｆと電流検出回
路Ｕの出力信号ＩＭｆは割算器２７により割算され、そ
の出力信号ＶＭｆ／ＩＭｆは出力周波数基準信号ｆ、”
を人力されている演算器コの出力信号である軟判定回路
３０に送出される。スイッチ回路３ダに人力された偏差
信号コブはスイッチ回路３ｑを通シ出力電圧補正回路３
Ｓに与えられるが、この回路３Ｓからは信号２９をＯ”
とするような出力電圧補正信号ＶＭＣが出力される。一
方、偏差信号２９は比較判定回路３０に人力されるが、
この回路３０は偏差信号２９が正のとき“ｌ″信号出力
し、偏差信号コ９が“Ｏｎか負のとき“θ″信号出力す
る。比較判定回路３０の出力信号と論理回路３２の出力
信号はアのとき論理回路３２の出力信号が“ｌ”、すな
わち一定速時のとき、アンド回路３３の出力信号は１１
となυスイッチ回路３ＩＩがオン状態となる。その結果
、偏差信号２９が出力電圧補正回路３ｊに伝達され出力
電圧補正信号ＭＭＣが出力され出力電圧が設定電圧より
小さく制御される。

第２図は第１図の装置における交流電動ａＪｆｉ〜−２
ｎ　の速度指令♂の運転パターンに対する電流形インバ
ータの出力周波数ｆＭのバタ」ン（４）、出力電圧ｖＭ
のパターン（Ｂ）、出力電流ＩＭ及び交流電動機２、〜
λ。の負荷トルク〜のパターン（Ｃりのタイムチャート
である。第２図に示すように、交流電動機２ａ−コわが
起動し加速後の速度指令♂が速度Ｎ１“に違し、速度Ｎ
１　　の一定速運転になると、このことを速度変化率検
出回路３）、論理回路３２で検出しに“ｌ”信号が出力
され′る。したがって、アンド回路３３の出力がｌ″と
なシスイッチ回路３μがオンすると、偏差信号：Ｌ９が
出方電圧補正回路３ｓに伝達され出力電圧補正信号ＭＭ
Ｃが出力電圧基準ｖ−と反対極性に加えられ、偏差信号
２９がＯ”になるような制御が実施され出力電圧−は７
Ｍ１′　　に制御される。この場合、交流電動機λ、〜
２ｎの負荷トルクＴＭ１は第３図の場合と変わらないが
、出力電流は１Ｍ１′となる。速度指令がＮ１　から速
度Ｎ２”に減速すると、速度変化率検出回路３１の出力
信号が負となシ論理回路３２の出力信号が０”となシア
ンド回路３３に入力される。このため、アンド回路３３
の出口は“Ｏ”となり、スイッチ回路３ｔはオフとなり
出力電圧補正信号ＶＭＣはｏ”となる。

従つて、出力電圧は通常の設定値で制御されることとな
る。速度指令が速度Ｎ１　　から速度Ｎ２　　に減速し
た後の速度ＮＺ　　での一定速運転のときは、起動から
加速後の速度指令が速度Ｎｌ　　の一定速運転になった
ときと同様に出力電圧補正制御が行なわれ、出力電圧が
ｖＭ２′に制御される。また、速度指令が速度Ｎ２　　
から速度Ｎ３　１７（減速するときは、速度指令が速度
Ｎ１　から速度Ｎ２　　に減速するときと同様に出力電
圧補正制御は行なわれず、通常の出力電圧設定となる。

速度指令が速度Ｎ５　　の一定速時には偏差信号コ９が
正とならないため、比較判定回路３０の出力信号がＱ″
となシアンド回路３３の出力が“ｏ”となってスイッチ
回路３ｑがオフとなる。したがりて、出力電圧補正制御
は行なわれず、第３図の場合と同様に通常の設定値の出
力電圧ＶＭ３に制御される。速度指令が速度Ｎ３　　か
ら速度Ｎ１　　に加速する時は通常の設定値の出力電圧
制御となシ、速度Ｎ１　　の一定速時には前述したと同
様に電流形インバータの出力電圧はＶＭ１’に制御され
る。

第３図は本発明の他の実施例に係る電流形インバータ制
御装置のブロック図である。同図において、変流器３６
は電流形インバータの順変換器２の出力側の直流電流Ｉ
ｄを検出する。直流電流検出回路３７は直流電流Ｉｄを
検出し出力信号Ｉｄｆを出力する。

かかる構成において、電流形インバータが一定速領域で
ある出力周波数基準信号ｆ♂に対して安定に運転出来な
くなる条件のａη式を演算するためｋ、電流値として第
１図の実施例では出力電流ＩＭを用いたが、本実施例で
は代わりに直流電流１ｄを用いる場合を例示するもので
ある。つま夛、出力電圧−を出力電圧検出回路１９によ
りて検出し、その出力信号ＶＭｆを直流電流検出回路、
１７により検出された直流電流１ｄＫ対応する直流電流
検出回路、？７の出力信号Ｉｄｆで割算する。この割算
は割算器２７偏差信号２９−となり、スイッチ回路３Ｉ
ｌ並びに比較判定回路ＪＯＫ送出される。その他の作用
は第１図の実施例の場合と全く同じであり、効果も全く
変わらない。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば以下に述べるような
効果を得ることが出来る。

（ａ）　　一定速運転時、予測したかりた軽負荷運転が
あつた時でも電流形インバータで最高速度まで安定に制
御することが出来る。

（ｂ）　　ローラテーブル等の加減速時の過負荷トルク
が非常に大きく、一定速時の負荷トルクが非常に小さい
負荷の場合でも、交流電動機の転流インダクタンスを極
端に小さくする必要がないため、電動機の寸法を標準よ
り極端に大きくする必要がなく非常に経済的となる。

（、）　　既設の交流電動機の場合は、一般的に電動機
の転流インダクタンスの値が大きいため、従来の制御方
式を採っている電流形インバータでは最高速度まで安定
に運転出来ない場合が多かったが、本発明の制御方式に
よれば既設の交流電動機でも最高速度まで安定に運転す
ることが可能となる。

（ｄ）　　同一容量の交流電動機の寸法を従来の制御方
式の場合より小さくすることが出来るため、定格電流が
小さくな夛、テーブルローラ等多数台の電動機を１台の
電流形インバータで駆動する場合、インバータの容量を
大幅に低減することが可能となシ、非常に経済的である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る電流形インバータ制御
装置のブロック図、第２図は第１図の装置の動作を説明するための特性図、第３図は本発明の他の実施例に係る電流形インバータ制
御装置のブロック図、第１図は従来の電流形インバータ制御装置のブロック図
、第５図は第参図の装置の動作を説明するための特性図、第を図は第≠図の装置の動作を説明するためのタイムチ
ャートである。ｔ・・・順変換器、ｒ・・・逆変換器、／Ａ・・・設定
器、１７・・・人力制限回路、７ざ・・・絶対値変換回
路、１９・・・電圧検出回路、Ｘ・・・電圧制御回路、
２Ｊ・・・電流検出回路、ｎ・・・電流制御回路、」・
・・位相制御回路、コ・・・演算器、３０・・・比較判
定回路、３／・・・変化率検出回路、３λ・・・論理回
路、３３・・・アンド回路、３ダ・・・スイッチ回路、
３Ｓ・・・出力電圧補正回路。５１　図ら２　図Ｎ、＄　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
Ｎ−６３　口ら４　口

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電流形インバータで駆動される交流電動機の加速
または減速後の一定速領域を検出する第１の検出手段と
、電流形インバータの出力電圧Ｖ＿Ｍおよび出力電流Ｉ
＿Ｍを検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段
により一定速領域が検出された時、前記第２の検出手段
の出力並びに出力周波数基準ｆ＿Ｍ＾＊に基いてＶ＿Ｍ／Ｉ＿Ｍ＞ｋ＿１／ｆ＿Ｍ＾＊−ｋ＿２（ｋ＿１
、ｋ＿２：定数）なる条件を判定する判定手段と、この
判定手段の条件判定に基いて電流形インバータの出力電
圧Ｖ＿ＭをＶ＿Ｍ／Ｉ＿Ｍ≦ｋ＿１／ｆ＿Ｍ＾＊−ｋ＿２となるよ
うに制御する制御手段とを備えたことを特徴とする電流
形インバータ制御装置。
（２）第２の検出手段が出力電流Ｉ＿Ｍを電流形インバ
ータの直流部の電流に基いて検出することを特徴とする
特許請求の範囲第１項に記載の電流形インバータ制御装
置。