JPS6146177A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents
スイツチング制御型電源回路Info
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- JPS6146177A JPS6146177A JP16531384A JP16531384A JPS6146177A JP S6146177 A JPS6146177 A JP S6146177A JP 16531384 A JP16531384 A JP 16531384A JP 16531384 A JP16531384 A JP 16531384A JP S6146177 A JPS6146177 A JP S6146177A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は各種ｔ９ｃ機器の電源回路やニッカド電池等の
充電用電源として使用されるスイッチング制御盤電源回
路に関する。
充電用電源として使用されるスイッチング制御盤電源回
路に関する。
Ｐ） 従来の技術
スイッチング制御型電源回路には、例えば特開昭５８−
１７５９７を号公報に記載されているブロッキング発振
型で且つターンオフタイミング制御方式のものがある。
１７５９７を号公報に記載されているブロッキング発振
型で且つターンオフタイミング制御方式のものがある。
ところで、このようなスイッチング制御型電源回路をリ
モートコントロール信号によってオン、オフする場合、
従来は、電源回路への交流又は直流入力をリレー等で直
接断続させて行なっていた。
モートコントロール信号によってオン、オフする場合、
従来は、電源回路への交流又は直流入力をリレー等で直
接断続させて行なっていた。
しかし、電源回路への入力ラインには負荷電流に不じな
大きな電流が流れるから、この方法では上記の如くリレ
ー等の電流容量の大きい、従って高価なスイッチ素子の
使用を余儀なくされ、しかも、リレーは大きな駆動電流
を必要とするため消費電力が大きいと言う欠点があった
。
大きな電流が流れるから、この方法では上記の如くリレ
ー等の電流容量の大きい、従って高価なスイッチ素子の
使用を余儀なくされ、しかも、リレーは大きな駆動電流
を必要とするため消費電力が大きいと言う欠点があった
。
（ハ） 発明が解決しようとする問題点本発明は上記の
点を考慮し、スイッチング制御型電源回路を、電流容量
が小さく安価で且つ消費電力も小さいスイッチ素子を使
用して、簡単にオン、オフできるようにしようとするも
のである。
点を考慮し、スイッチング制御型電源回路を、電流容量
が小さく安価で且つ消費電力も小さいスイッチ素子を使
用して、簡単にオン、オフできるようにしようとするも
のである。
に）問題点を解決するための手段
本発明では、直流入力に対して直列のスイッチングトラ
ンジスタとコンパ・−タトランスとでブロッキング発振
回路を構成したスイッチング制御型電源回路に於いて、
直流入力ラインから前記スイッチングトランジスタのペ
ースへの起動電流の供給路に電源オン、オフ制御信号に
応答する第１のスイッチ手段を設けると共に、前記トラ
ンスから取り出しｆｃＫ流出力出力動を検出して前記ス
イッチングトランジスタを制御する誤差検出部に前記制
御信号に応答する第２のスイッチ手段を設けるようにし
た構成である。
ンジスタとコンパ・−タトランスとでブロッキング発振
回路を構成したスイッチング制御型電源回路に於いて、
直流入力ラインから前記スイッチングトランジスタのペ
ースへの起動電流の供給路に電源オン、オフ制御信号に
応答する第１のスイッチ手段を設けると共に、前記トラ
ンスから取り出しｆｃＫ流出力出力動を検出して前記ス
イッチングトランジスタを制御する誤差検出部に前記制
御信号に応答する第２のスイッチ手段を設けるようにし
た構成である。
（ホ）作用
上記の構成により、電源オフ制御信号の入力時に前記第
１のスイッチ手段により前記起動電流を遮断し、且つ、
第２のスイッチ手段によ１）？＃記誤差検出部の動作を
停止させて上記スイッチングトランジスタをカットオフ
させ電源回路をオフ状態に保持させる。
１のスイッチ手段により前記起動電流を遮断し、且つ、
第２のスイッチ手段によ１）？＃記誤差検出部の動作を
停止させて上記スイッチングトランジスタをカットオフ
させ電源回路をオフ状態に保持させる。
（へ）実施例
〔構 成〕
第１図は本発明の一実施例を示しておシ、この５ｊ！施
例は大別すると、ブリッジ型整流回路及び平滑コンデン
サ等を含む入力整流部（１）と、起動電流制御部（２）
と、ブロッキング発振部（３）と、コンバータトランス
（４）と、スイッチング制御部（５）と、出力整流部（
６）と、誤差検出部（７）と、リモコン（リモー・ ト
コントロール）信号入力部（８）と、補助電源回路（９
）から構成されている。
例は大別すると、ブリッジ型整流回路及び平滑コンデン
サ等を含む入力整流部（１）と、起動電流制御部（２）
と、ブロッキング発振部（３）と、コンバータトランス
（４）と、スイッチング制御部（５）と、出力整流部（
６）と、誤差検出部（７）と、リモコン（リモー・ ト
コントロール）信号入力部（８）と、補助電源回路（９
）から構成されている。
前記起動電流制御部（２）は、入力整流部（１）の出力
ライン（Ｌｌ）からスイッチングトランジスタ（ＴＲ５
）のペースへの起動電流Ｉｓの供給・遮断を行なうトラ
ンジスタ（’Ｉ’Ｒ１）（ＴＲ２）及び逆流阻止用ダイ
オード（Ｄｌ）を備えておシ、上記トランジスタ（ＴＲ
１）のペースバイアス用の分圧抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）の
一方（Ｒ２）に後述する第２フオトカツプヲが接続され
ている。
ライン（Ｌｌ）からスイッチングトランジスタ（ＴＲ５
）のペースへの起動電流Ｉｓの供給・遮断を行なうトラ
ンジスタ（’Ｉ’Ｒ１）（ＴＲ２）及び逆流阻止用ダイ
オード（Ｄｌ）を備えておシ、上記トランジスタ（ＴＲ
１）のペースバイアス用の分圧抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）の
一方（Ｒ２）に後述する第２フオトカツプヲが接続され
ている。
前記ブロッキング発振部（３）は、基本的には、入力整
流部（１）の出力ライン（Ｌｌ）に対して、コンバータ
トランス（４）の入力巻線（Ｎ １ ”） トス４ツチ
ングトランジスタ（ＴＲｓ）のコレクタ・エミッタ間と
コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）とを直列に接続し、
且つ、上記トランス（４）の３次巻線（Ｎ３）のｉ、に
間をペース電流制作回路（ＳＫ）を介シて上記トランジ
スタ（ＴＲ５）のペース・エミッタ間に接続した構成と
なっている。
流部（１）の出力ライン（Ｌｌ）に対して、コンバータ
トランス（４）の入力巻線（Ｎ １ ”） トス４ツチ
ングトランジスタ（ＴＲｓ）のコレクタ・エミッタ間と
コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）とを直列に接続し、
且つ、上記トランス（４）の３次巻線（Ｎ３）のｉ、に
間をペース電流制作回路（ＳＫ）を介シて上記トランジ
スタ（ＴＲ５）のペース・エミッタ間に接続した構成と
なっている。
前記スイッチング制御部（５）は、前記３次巻線（Ｎａ
）の１％に間からダイオード（Ｄ３）とコンデンサ（Ｃ
１）によって得る直流電圧が抵抗（Ｒ６）（Ｒ７）（Ｒ
８）で分圧されてペースに印加され、エミッタに前述の
コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）及びターンオフ用コ
ンデンサ（Ｃ２）に夫々発生する電圧が加算されて印加
されるトランジスタ（ＴＲａ ）と、このトランジスタ
に応答してオン、オフするトランジスタ（ＴＲ４）を備
えている。
）の１％に間からダイオード（Ｄ３）とコンデンサ（Ｃ
１）によって得る直流電圧が抵抗（Ｒ６）（Ｒ７）（Ｒ
８）で分圧されてペースに印加され、エミッタに前述の
コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）及びターンオフ用コ
ンデンサ（Ｃ２）に夫々発生する電圧が加算されて印加
されるトランジスタ（ＴＲａ ）と、このトランジスタ
に応答してオン、オフするトランジスタ（ＴＲ４）を備
えている。
前記出力Ｗｌ流部（６）は、コンバータトランス（４）
の出力巻線（Ｎ２）のｇ、８間に設けた第１の整流平滑
回路（６Ａ）によって直流出力端子の一方（Ｔ１）に他
方（Ｔ２）を基準とする正極性の出力電圧を取シ出すと
共に、上記巻線（Ｎ２）のｈ、１間に設けた第２の整流
平滑回路（６Ｂ）によりて０点に負電圧を得るように構
成されている。
の出力巻線（Ｎ２）のｇ、８間に設けた第１の整流平滑
回路（６Ａ）によって直流出力端子の一方（Ｔ１）に他
方（Ｔ２）を基準とする正極性の出力電圧を取シ出すと
共に、上記巻線（Ｎ２）のｈ、１間に設けた第２の整流
平滑回路（６Ｂ）によりて０点に負電圧を得るように構
成されている。
前記誤差検出部（７）は、基本的には、前述の第１整流
平滑回路（６Ａ）内を流れ負荷電流ＩｂＩｒ−略等しい
大きさの電流ＩＯの変動を検出する差動対トランジスタ
（ＴＲｓ）（ＴＲｙ）を備える第１の誤差検出回路（７
Ａ）と、出力端子（’Ｉ’１）（Ｔ２）に得る直流出力
電圧■０の変動を検出するトランジスタ（ＴＲｓ）を備
える第２の誤差検出回路（７Ｂ）から構成されておシ、
この第１第２誤差検出回路（７Ａ）（７Ｂ）の各検出出
力は共今 通に設けた第１フオトカツフλα■によって前述のスイ
ッチング制御部（５）に与えられる構成である。
平滑回路（６Ａ）内を流れ負荷電流ＩｂＩｒ−略等しい
大きさの電流ＩＯの変動を検出する差動対トランジスタ
（ＴＲｓ）（ＴＲｙ）を備える第１の誤差検出回路（７
Ａ）と、出力端子（’Ｉ’１）（Ｔ２）に得る直流出力
電圧■０の変動を検出するトランジスタ（ＴＲｓ）を備
える第２の誤差検出回路（７Ｂ）から構成されておシ、
この第１第２誤差検出回路（７Ａ）（７Ｂ）の各検出出
力は共今 通に設けた第１フオトカツフλα■によって前述のスイ
ッチング制御部（５）に与えられる構成である。
前記リモコン信号入力部（８）は、ペースが抵抗（Ｒ３
２）を介して制御端子（Ｔ３）に接続されスイッチング
動作するトランジスタ（ＴＩ−９）及びこのトランジス
タによって駆動される第２フオトカツプラ（社）を備え
ている。また、キ記制御端子（Ｔ３）に印加される“ハ
イ″、“ロウ”のリモコン信号が前記誤差検出部（７）
内の検出動作停止用トランジスタ（ＴＲ１ｏ）のペース
にも印加されるようになっている。
２）を介して制御端子（Ｔ３）に接続されスイッチング
動作するトランジスタ（ＴＩ−９）及びこのトランジス
タによって駆動される第２フオトカツプラ（社）を備え
ている。また、キ記制御端子（Ｔ３）に印加される“ハ
イ″、“ロウ”のリモコン信号が前記誤差検出部（７）
内の検出動作停止用トランジスタ（ＴＲ１ｏ）のペース
にも印加されるようになっている。
ｔた、前記補助電源回路（９）は、商用交流の降圧トラ
ンス（９Ａ）と、ブリッジ型整流回路（９Ｂ）と、平滑
用コンデンサ（Ｃ６）と、直列制御トランジスタによる
簡易型の定電圧回路（９Ｃ）を備えておシ、その直流出
力電圧がライン（Ｌ５）によって前述の誤差検出部（７
）の動作電源として与えられるようになっている。
ンス（９Ａ）と、ブリッジ型整流回路（９Ｂ）と、平滑
用コンデンサ（Ｃ６）と、直列制御トランジスタによる
簡易型の定電圧回路（９Ｃ）を備えておシ、その直流出
力電圧がライン（Ｌ５）によって前述の誤差検出部（７
）の動作電源として与えられるようになっている。
本発明の一実施例は概ね以上の如く構成されておυ、次
にその動作ｔ−（Ｉ）定常状態でのスイッチングトラン
ジスタのオン、オフ動作、（１）誤差検出部による出力
の安定化制御動作、（ＩＩＩ）！Ｊモコン信号による電
源のオン、オフ切換動作の三つに分けて説明する。
にその動作ｔ−（Ｉ）定常状態でのスイッチングトラン
ジスタのオン、オフ動作、（１）誤差検出部による出力
の安定化制御動作、（ＩＩＩ）！Ｊモコン信号による電
源のオン、オフ切換動作の三つに分けて説明する。
（Ｉ） スイッチングトランジスタのオン、オフ動作
今、定常状態に於いて、スイッチングトランジスタ（Ｔ
ＲＹ）がターンオン（その動作原理は後に説明）すると
、このトランジスタ及び入力巻線（Ｎ１）を通って電流
Ｉｆ（第２図（Ｂ））が流れ、この電流ＩｉによってＥ
点には時間につれて増大する負電圧が発生する。ここで
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）のそれ以前のオ
フ期間には３次巻線〔Ｎ３）の一端（ｉ）から流れる電
流工ｒによってターンオフ用のコンデンサ（Ｃ２）は図
示の極性ＩＣ充電されている。そして、トランジスタ（
ＴＲｓ ）のエミッタ即ちＭ点は、フィン（Ｌ３）に対
しＥ点の電位と上記コンデンサ（０２■両端間電８Ｅ″
和１′相当す６買電位３第２図（１工）のＶＭ）である
から、この電位ＶＭがスイッチングトランジスタ（ＴＲ
５）のオン期間では時間につれて低下（負の値が増大）
して行くことになる。
ＲＹ）がターンオン（その動作原理は後に説明）すると
、このトランジスタ及び入力巻線（Ｎ１）を通って電流
Ｉｆ（第２図（Ｂ））が流れ、この電流ＩｉによってＥ
点には時間につれて増大する負電圧が発生する。ここで
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）のそれ以前のオ
フ期間には３次巻線〔Ｎ３）の一端（ｉ）から流れる電
流工ｒによってターンオフ用のコンデンサ（Ｃ２）は図
示の極性ＩＣ充電されている。そして、トランジスタ（
ＴＲｓ ）のエミッタ即ちＭ点は、フィン（Ｌ３）に対
しＥ点の電位と上記コンデンサ（０２■両端間電８Ｅ″
和１′相当す６買電位３第２図（１工）のＶＭ）である
から、この電位ＶＭがスイッチングトランジスタ（ＴＲ
５）のオン期間では時間につれて低下（負の値が増大）
して行くことになる。
一方、ライン（Ｌ３）（Ｌ４）間に接続された抵抗（Ｒ
６）（Ｒ７）（Ｒ８）間の接続中点（Ｎ）は、６次巻線
（Ｎ３）の両端（ｉ）（ｋ）間の電圧をダイオード（Ｄ
３）とコンデンサ（Ｃ１）で整流平滑して得るライン（
Ｌ３）（Ｌ４）間の直流電圧を分圧して得る負電位（第
２図（１）のＶＮ）となっている。このため、先のＭ点
がＮ点の電位よりも低下した時に、トランジスタ１０（
’Ｉ’Ｒ３）がオンとなって（ＴＲ４）もオンになシ、
これによってターンオフ用コンデンサ（Ｃ２）→コレク
タ電流検出用抵抗（Ｒｌｔ）→スイッチングトランジス
タ（’Ｉ’Ｒ５）のエミッタ・ベース間→制御トランジ
スタ（ＴＲ４）→抵抗（ＲＩＯ）→上記コンデンサ（Ｃ
２）の経路で逆バイアス電流が流れ、スイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲＹ）がターンオフする。その後、このト
ランジスタ（ＴＲ５）は、次にこれが再びターンオンさ
れるまで、前記巻線（Ｎ３）の端子（ｉ）（ｊ）間の逆
電圧（第２図（Ｆ））によってオフ状態に保持される。
６）（Ｒ７）（Ｒ８）間の接続中点（Ｎ）は、６次巻線
（Ｎ３）の両端（ｉ）（ｋ）間の電圧をダイオード（Ｄ
３）とコンデンサ（Ｃ１）で整流平滑して得るライン（
Ｌ３）（Ｌ４）間の直流電圧を分圧して得る負電位（第
２図（１）のＶＮ）となっている。このため、先のＭ点
がＮ点の電位よりも低下した時に、トランジスタ１０（
’Ｉ’Ｒ３）がオンとなって（ＴＲ４）もオンになシ、
これによってターンオフ用コンデンサ（Ｃ２）→コレク
タ電流検出用抵抗（Ｒｌｔ）→スイッチングトランジス
タ（’Ｉ’Ｒ５）のエミッタ・ベース間→制御トランジ
スタ（ＴＲ４）→抵抗（ＲＩＯ）→上記コンデンサ（Ｃ
２）の経路で逆バイアス電流が流れ、スイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲＹ）がターンオフする。その後、このト
ランジスタ（ＴＲ５）は、次にこれが再びターンオンさ
れるまで、前記巻線（Ｎ３）の端子（ｉ）（ｊ）間の逆
電圧（第２図（Ｆ））によってオフ状態に保持される。
次に、スイッチングトランジスタ（ＴＲｓ ）のオフ期
間薯ζは入力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量
による共振動作が行なわれ、この共振電流が電流Ｉｉの
方向に反転すると、それによって巻線（Ｎ３）の端子（
ｊ）から図示の経路で正帰還電流Ｉｆ（第２図（Ｅ）の
オン期間参照）が流れるので、この正帰還動作によって
上記トランジスタ（ＴＲ５）はターンオンし、このオン
状態が次に前述の動作によって再びターンオフされるま
で持続する。そして、このようなスイッチングトランジ
スタ（ＴＲｓ）のオン、オフ動作によってコンバータト
ランス（４）の出力ｓ線（Ｎａ ）のｇ、ｈ間及びり、
１間には第２図（ＩＩ）の如き矩形波電圧が現われ、そ
のオフ期間部分の電圧が第１第２整流平滑回路（６Ａ）
（６Ｂ）によって直流電圧として取り出されるのである
。
間薯ζは入力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量
による共振動作が行なわれ、この共振電流が電流Ｉｉの
方向に反転すると、それによって巻線（Ｎ３）の端子（
ｊ）から図示の経路で正帰還電流Ｉｆ（第２図（Ｅ）の
オン期間参照）が流れるので、この正帰還動作によって
上記トランジスタ（ＴＲ５）はターンオンし、このオン
状態が次に前述の動作によって再びターンオフされるま
で持続する。そして、このようなスイッチングトランジ
スタ（ＴＲｓ）のオン、オフ動作によってコンバータト
ランス（４）の出力ｓ線（Ｎａ ）のｇ、ｈ間及びり、
１間には第２図（ＩＩ）の如き矩形波電圧が現われ、そ
のオフ期間部分の電圧が第１第２整流平滑回路（６Ａ）
（６Ｂ）によって直流電圧として取り出されるのである
。
（１）安定化制御動作
この動作の説明に際しては、誤差検出部（７）内の検出
動作停止用トランジスタ（ＴＲｌ０）（ＴＲｕ）が接続
されていないものとして説明する。
動作停止用トランジスタ（ＴＲｌ０）（ＴＲｕ）が接続
されていないものとして説明する。
今、出力整流部（６）の出力端子（ＴＩ）（Ｔ２）間に
接続された負荷α２のインピーダンスが充分大きくて、
上記端子（ＴＩ）（Ｔ２）間に定電圧（ｖＯ）を得てい
る状態とする。すると、この場合は第１整流平滑回路（
６Ａ）内のコンデンサ（Ｃ４）を電流源として上記負荷
（６）に流れる電流（負荷電流）ＩＬが小さく、従って
、検出用抵抗（Ｒ１６）を通って流れる上記コ、ンデン
サ（Ｃ４）への充！、［流Ｉｃ（この電流は上記負荷電
流ＩＬに略等しい）も小さい。それゆえ、上記抵抗（Ｒ
１６）の一端（Ｐ）を基準とするライン（Ｒ６）の電位
即ち差動対トランジスタの一方（ＴＲ７）のペース電位
が、ツェナーダイオード（ＺＤｌ）の！圧を抵抗（Ｒ１
７） （ＲｌＢ）及び可変抵抗（ＶＲｔ ）で分圧した
他方（ＴＲ６）のペース電位よυも低くなっておシ、こ
のため上記トランジスタ（ＴＲ７）がオフとなっている
。一方、このとき出力端子（ＴＩ）（Ｔ２）間に定格値
の出方電圧（ＶＱ・）が現われているので、第２誤差検
出回路（７Ｂ）のトランジスタ（ＴＲＢ）のペース電位
は高＜、このトランジスタは能動状態になっている。
接続された負荷α２のインピーダンスが充分大きくて、
上記端子（ＴＩ）（Ｔ２）間に定電圧（ｖＯ）を得てい
る状態とする。すると、この場合は第１整流平滑回路（
６Ａ）内のコンデンサ（Ｃ４）を電流源として上記負荷
（６）に流れる電流（負荷電流）ＩＬが小さく、従って
、検出用抵抗（Ｒ１６）を通って流れる上記コ、ンデン
サ（Ｃ４）への充！、［流Ｉｃ（この電流は上記負荷電
流ＩＬに略等しい）も小さい。それゆえ、上記抵抗（Ｒ
１６）の一端（Ｐ）を基準とするライン（Ｒ６）の電位
即ち差動対トランジスタの一方（ＴＲ７）のペース電位
が、ツェナーダイオード（ＺＤｌ）の！圧を抵抗（Ｒ１
７） （ＲｌＢ）及び可変抵抗（ＶＲｔ ）で分圧した
他方（ＴＲ６）のペース電位よυも低くなっておシ、こ
のため上記トランジスタ（ＴＲ７）がオフとなっている
。一方、このとき出力端子（ＴＩ）（Ｔ２）間に定格値
の出方電圧（ＶＱ・）が現われているので、第２誤差検
出回路（７Ｂ）のトランジスタ（ＴＲＢ）のペース電位
は高＜、このトランジスタは能動状態になっている。
したがって、補助電源回路（９）の出力ライン（Ｒ５）
→ダイオード（Ｄ９）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカ
ップラαα内の発光ダイオード→第２誤差検出回路（７
Ｂ）のトランジスタ（ＴＲｓ ）→ツェナーダイオード
（Ｚｎ２）→接地点の経路で上記発光ダイオードに電流
が流れ、これによって前記フォトカップラαα内の受光
トランジスタは上記電流に応じ六インピーダンスを呈す
ることになる。
→ダイオード（Ｄ９）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカ
ップラαα内の発光ダイオード→第２誤差検出回路（７
Ｂ）のトランジスタ（ＴＲｓ ）→ツェナーダイオード
（Ｚｎ２）→接地点の経路で上記発光ダイオードに電流
が流れ、これによって前記フォトカップラαα内の受光
トランジスタは上記電流に応じ六インピーダンスを呈す
ることになる。
そのため、との状態から前記出力電圧（■０）が上昇ス
ると、前記トランジスタ（ＴＲ８）のコレクタ電流が増
大し受光トランジスタのインピーダンスが減少するので
、スイッチング制御部（５）内のＮ点の電位が上昇する
ことになり、前述の如くスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ５）のオン期間が短くなって出力電圧を低下させるの
である。
ると、前記トランジスタ（ＴＲ８）のコレクタ電流が増
大し受光トランジスタのインピーダンスが減少するので
、スイッチング制御部（５）内のＮ点の電位が上昇する
ことになり、前述の如くスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ５）のオン期間が短くなって出力電圧を低下させるの
である。
次に、斯る定電圧制御状態から前記負荷■のインピーダ
ンスが大きく低下したとする。すると、出力端子（Ｔｌ
）（Ｔ２）間の出力電圧が非常に小さくなるので、第２
誤差検出回路（７Ｂ）のトランジスタ（ＴＲ８）がオフ
になる。一方、このときには負荷電流Ｉｆ、が増大する
ため、電流検出用抵抗（Ｒ１６）を流れる電流Ｉｃも増
加し、これによって前述のＰ点を基準とするフィン（Ｒ
６）の電圧が上昇して差動対トランジスタ（ＴＲ６）（
ＴＲ７）が能動状態になる。
ンスが大きく低下したとする。すると、出力端子（Ｔｌ
）（Ｔ２）間の出力電圧が非常に小さくなるので、第２
誤差検出回路（７Ｂ）のトランジスタ（ＴＲ８）がオフ
になる。一方、このときには負荷電流Ｉｆ、が増大する
ため、電流検出用抵抗（Ｒ１６）を流れる電流Ｉｃも増
加し、これによって前述のＰ点を基準とするフィン（Ｒ
６）の電圧が上昇して差動対トランジスタ（ＴＲ６）（
ＴＲ７）が能動状態になる。
したがって、今度は前記ツイン（Ｒ５）→ダイオー）”
（Ｄ９）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカップラｕＯ）
内の発光ダイオード−トランジスタ（’Ｉ’Ｒ７）→抵
抗（Ｒ２１）→コンデンサ（Ｃ５）→抵抗（Ｒ１６）→
接地点の経路で電流が流れる。そのため、この状態から
前記負荷電流が更に増大すると、この場合も上記発光ダ
イオードの電流が増加して第１フオトカツプラαα内の
受光トランジスタのインピーダンスが減少する。これに
より前述と同様にスイッチングトランジスタ（ＴＲ５）
のオン期間が短縮されて前記負荷電流ＩＬの増加が阻止
されるので、最大負荷電流が所定の大きさに制限される
ことになシ、従って、出力端子（Ｔｌ）（Ｔ２）１ｍに
得る安定化直流出力は例えば第６図の特注になる。
（Ｄ９）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカップラｕＯ）
内の発光ダイオード−トランジスタ（’Ｉ’Ｒ７）→抵
抗（Ｒ２１）→コンデンサ（Ｃ５）→抵抗（Ｒ１６）→
接地点の経路で電流が流れる。そのため、この状態から
前記負荷電流が更に増大すると、この場合も上記発光ダ
イオードの電流が増加して第１フオトカツプラαα内の
受光トランジスタのインピーダンスが減少する。これに
より前述と同様にスイッチングトランジスタ（ＴＲ５）
のオン期間が短縮されて前記負荷電流ＩＬの増加が阻止
されるので、最大負荷電流が所定の大きさに制限される
ことになシ、従って、出力端子（Ｔｌ）（Ｔ２）１ｍに
得る安定化直流出力は例えば第６図の特注になる。
なお、上記では定電圧動作している状態から負荷インピ
ーダンスが低下して定電流動作に移行する場合について
説明したが、逆に定電流動作している状態から定電圧動
作に移行する場合についても全く同様のことが言える。
ーダンスが低下して定電流動作に移行する場合について
説明したが、逆に定電流動作している状態から定電圧動
作に移行する場合についても全く同様のことが言える。
（ＩＩ）電源オン、オフ切換動作
先ず、制御端子（Ｔ３）が開放又はロウレベルノドＩ
ハｓ ！Ｊ モ：！ン信号に応答するトランジスタ（Ｔ
Ｒｇ）はオフとなっておシ、それにょシ第２フォトカッ
プαυ内の発光ダイオードには電流が流れず、このカッ
プラ内の受光トランジスタがカットオフしている。この
なめ、久方整流部（１）の出方ライン（Ｌｌ）（Ｒ２）
間に得る非安定化直流電圧が起動電流制御回路（２）内
の抵抗（Ｒ１） （Ｒ２）で分圧され、その分圧後の電
圧が抵抗（Ｒ３）を介してトランジスタ（ＴＲ１）のベ
ースに印７Ｊされるので、このトランジスタ（ＴＲＩ）
がオントナってトランジスタ（ＴＲ２）がオフニナって
イル。従っテ、スイッチングトランジスタ（’Ｉ’Ｒ５
）のペースには前記ライン（Ｌｌ）から起動電流Ｉｓが
流れず、ブロッキング発振が起動されない。
ハｓ ！Ｊ モ：！ン信号に応答するトランジスタ（Ｔ
Ｒｇ）はオフとなっておシ、それにょシ第２フォトカッ
プαυ内の発光ダイオードには電流が流れず、このカッ
プラ内の受光トランジスタがカットオフしている。この
なめ、久方整流部（１）の出方ライン（Ｌｌ）（Ｒ２）
間に得る非安定化直流電圧が起動電流制御回路（２）内
の抵抗（Ｒ１） （Ｒ２）で分圧され、その分圧後の電
圧が抵抗（Ｒ３）を介してトランジスタ（ＴＲ１）のベ
ースに印７Ｊされるので、このトランジスタ（ＴＲＩ）
がオントナってトランジスタ（ＴＲ２）がオフニナって
イル。従っテ、スイッチングトランジスタ（’Ｉ’Ｒ５
）のペースには前記ライン（Ｌｌ）から起動電流Ｉｓが
流れず、ブロッキング発振が起動されない。
また、このときは誤差検出部（７）の検出動作停止用ト
ランジスタの（ＴＲｔＱ）がオフとなって（ＴＲ１１）
がオン（飽和）している。そのため、第１フオトカツプ
ラαα内の発光ダイオードには、ライン（Ｌ５）→ダイ
オード（Ｄ９°）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカップ
ヲ叫→トランジスタ（ＴＲＩＩ）→接地点の経路で大き
な電流が流れ、上記カップラミα内の受光トランジスタ
が飽和状態になる。
ランジスタの（ＴＲｔＱ）がオフとなって（ＴＲ１１）
がオン（飽和）している。そのため、第１フオトカツプ
ラαα内の発光ダイオードには、ライン（Ｌ５）→ダイ
オード（Ｄ９°）→抵抗（Ｒ２２）→第１フォトカップ
ヲ叫→トランジスタ（ＴＲＩＩ）→接地点の経路で大き
な電流が流れ、上記カップラミα内の受光トランジスタ
が飽和状態になる。
これによってスイッチング制御部（５）内の抵抗（Ｒ６
）（Ｒ７）の両端間が短絡され、ライン（Ｌ３）に対す
るトランジスタ（ＴＲａ ）のベース電位・が略０■に
保持され、コレクタ電流検出用抵抗（Ｒｕ）に極く僅か
の電流が流れても上記トランジスタ（ＴＲａ）がオンす
るようになる。
）（Ｒ７）の両端間が短絡され、ライン（Ｌ３）に対す
るトランジスタ（ＴＲａ ）のベース電位・が略０■に
保持され、コレクタ電流検出用抵抗（Ｒｕ）に極く僅か
の電流が流れても上記トランジスタ（ＴＲａ）がオンす
るようになる。
このように起動電流Ｉｓが遮断されていることによ゛っ
て、スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）はオンせず、
また、たとえ何等かの理由で−１オンしでも、上記の如
くトランジスタ（ＴＲａ ）（ＴＲ４）が直ちにオンし
てスイッチングトランジスタ（Ｔ Ｒｓ ） ヲターン
オフさせるので、スイッチング電源は実質的に停止状態
即ち電源オフの状態に保持される。
て、スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）はオンせず、
また、たとえ何等かの理由で−１オンしでも、上記の如
くトランジスタ（ＴＲａ ）（ＴＲ４）が直ちにオンし
てスイッチングトランジスタ（Ｔ Ｒｓ ） ヲターン
オフさせるので、スイッチング電源は実質的に停止状態
即ち電源オフの状態に保持される。
火に、前記制御端子（Ｔ３）側がリモコン信ｆによって
ハイレベルになると、トランジスタ（ＴＲ９）がオンに
なる。すると、ライン（Ｌ５）→ライン（Ｌ７）→抵抗
（Ｒ３１）−＊第２フォトカッラ圓→トランジスタ（Ｔ
Ｒ９）→接地点の経路で上記フｔトカッグラ圓内の発光
ダイオード番ζ電流が流れ、このカップラ内の受光トラ
ンジスタがオンになる。これによって起動電流制御部（
２）内の抵抗（Ｒ２）の両端間が短絡されるので、トラ
ンジスタ（ＴＲＩ）がオフとなって（’Ｉ’Ｒ２）がオ
ンになる。その結果、このトランジスタ（ＴＲ２）及び
ダイオード（ＤＩ ”）を介してスイッチングトランジ
スタ（Ｔ）Ｌ５）に起動電流Ｉｓを供給してブロッキン
グ発振を駆動し得る状態になる。
ハイレベルになると、トランジスタ（ＴＲ９）がオンに
なる。すると、ライン（Ｌ５）→ライン（Ｌ７）→抵抗
（Ｒ３１）−＊第２フォトカッラ圓→トランジスタ（Ｔ
Ｒ９）→接地点の経路で上記フｔトカッグラ圓内の発光
ダイオード番ζ電流が流れ、このカップラ内の受光トラ
ンジスタがオンになる。これによって起動電流制御部（
２）内の抵抗（Ｒ２）の両端間が短絡されるので、トラ
ンジスタ（ＴＲＩ）がオフとなって（’Ｉ’Ｒ２）がオ
ンになる。その結果、このトランジスタ（ＴＲ２）及び
ダイオード（ＤＩ ”）を介してスイッチングトランジ
スタ（Ｔ）Ｌ５）に起動電流Ｉｓを供給してブロッキン
グ発振を駆動し得る状態になる。
まな、第１制御端子（Ｔ３）がハイレベルになると、検
出動作停止用のトランジスタの（ＴＲ１゜）がオンとな
って（ＴＲＩＩ）がオフになるので、このトランジスタ
（ＴＲｔｌ）は誤差検出部（７）及びスイッチング制御
部（５）の動作に全く影響を与えない。従って、上述の
ようにブロッキング発振部（３）が駆動されると、上記
誤差検出部（７）及びスイッチング制御部（５）は前項
（１）で説明した安定化制御動作を行ない、負荷０ｚに
先の第３図の如き特性の安定化直流出力を供給する。
出動作停止用のトランジスタの（ＴＲ１゜）がオンとな
って（ＴＲＩＩ）がオフになるので、このトランジスタ
（ＴＲｔｌ）は誤差検出部（７）及びスイッチング制御
部（５）の動作に全く影響を与えない。従って、上述の
ようにブロッキング発振部（３）が駆動されると、上記
誤差検出部（７）及びスイッチング制御部（５）は前項
（１）で説明した安定化制御動作を行ない、負荷０ｚに
先の第３図の如き特性の安定化直流出力を供給する。
なお、出力整流部（６）に設けたダイオード（ＤＩＯ）
は補助電源回路（９）の定電圧回路（９Ｃ）から得る直
流電圧が低下したときに、第１フオトカツプラαα内の
発光ダイオードに流す電流を出力端子（Ｔｌ）から得る
ためである。従って、上記ダイオード（Ｄｉのは上記直
流電圧が正常（出力電圧ＶＯよシ若干高い）ときはオフ
となっている。
は補助電源回路（９）の定電圧回路（９Ｃ）から得る直
流電圧が低下したときに、第１フオトカツプラαα内の
発光ダイオードに流す電流を出力端子（Ｔｌ）から得る
ためである。従って、上記ダイオード（Ｄｉのは上記直
流電圧が正常（出力電圧ＶＯよシ若干高い）ときはオフ
となっている。
（ト）発明の効果
以上のように本発明のスイッチング制御型電源回路に依
れば、直流入力ラインからスイッチングトランジスタの
ベースへの起動電流のＲ給及び誤差検出部の動作のオン
、オフを行なうスイッチング素子に電流容量及び駆動電
流の小さいトランジスタを使用して電源回路のオン、オ
フを制御できるので、リモコン信号等によって電源のオ
ン、オフを行なう場合に安価に実現でき、しかも、消費
電力が少ないと言う利点がある。
れば、直流入力ラインからスイッチングトランジスタの
ベースへの起動電流のＲ給及び誤差検出部の動作のオン
、オフを行なうスイッチング素子に電流容量及び駆動電
流の小さいトランジスタを使用して電源回路のオン、オ
フを制御できるので、リモコン信号等によって電源のオ
ン、オフを行なう場合に安価に実現でき、しかも、消費
電力が少ないと言う利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
各部の電圧・電流波形図、第６図はその゛負荷電流対出
力電圧特性図である。 （１）・・・・・・入力整流部、（２）・・・・・・起
動電流制御部、（３）・・・・・・ブロッキング発振部
、 （４）・・・・・・コンバータトランス、（５）−
・・・・・スイッチング制御部、（６）・・・・・・出
力整流部、（７）・・・・・・誤差検出部、（８）・・
・・・・リモコン信号入力部、（９）・・・・・・補助
電源回路、（ＴＲＩ）（ＴＲ２）・・・・・・第１のス
イッチ手段に相当するトランジスタ、（ＴＲＩＯ） （
ＴＲ１ｔ）・・・・・・第２のスイッチ手段に相当する
トランジスタ。 ヱ」 手 続 補 正 書（自発） 昭和６０年６月１２日 特許庁長官殿 ） １６事件の表示 昭和５９年特許願第１６５３１３号 ２、発明の名称 スイッチング制御型電源回路 ３、補正をする者 事件との関係 特 許 出 願 人 、 名称 （１８８）三洋電機株式会社４、代 理 人 住所 守口市京阪本通２丁目１８番地 連絡先：電話（東京） ５３ｓ−Ｈ１ｌ！許センター駐
在中川５、 補正の対象 （１）明細書の１発明の詳細な説明」の欄（２）図面の
１第１図」 ６、 補正の内容 （１）明細書第５頁゛９行目の’ ｉ、に間」を’ｊ、
ｊｒｊ１ｊに補正する。 （２） 同書第１１頁１４行目の「抵抗（Ｒ１７）（Ｒ
１８） Ｊヲ’ ｍ抗（Ｒｌｇ＞（Ｒ１９） Ｊ Ｇｍ
ｍ正ｔ ル。 （３）゛同書第１０頁１２行目の「出力巻線（Ｎコ）」
を「出力巻線（Ｎ２） Ｊに補正する。 （４） 図面の１第１図」を別紙の通り補正する。 以上
各部の電圧・電流波形図、第６図はその゛負荷電流対出
力電圧特性図である。 （１）・・・・・・入力整流部、（２）・・・・・・起
動電流制御部、（３）・・・・・・ブロッキング発振部
、 （４）・・・・・・コンバータトランス、（５）−
・・・・・スイッチング制御部、（６）・・・・・・出
力整流部、（７）・・・・・・誤差検出部、（８）・・
・・・・リモコン信号入力部、（９）・・・・・・補助
電源回路、（ＴＲＩ）（ＴＲ２）・・・・・・第１のス
イッチ手段に相当するトランジスタ、（ＴＲＩＯ） （
ＴＲ１ｔ）・・・・・・第２のスイッチ手段に相当する
トランジスタ。 ヱ」 手 続 補 正 書（自発） 昭和６０年６月１２日 特許庁長官殿 ） １６事件の表示 昭和５９年特許願第１６５３１３号 ２、発明の名称 スイッチング制御型電源回路 ３、補正をする者 事件との関係 特 許 出 願 人 、 名称 （１８８）三洋電機株式会社４、代 理 人 住所 守口市京阪本通２丁目１８番地 連絡先：電話（東京） ５３ｓ−Ｈ１ｌ！許センター駐
在中川５、 補正の対象 （１）明細書の１発明の詳細な説明」の欄（２）図面の
１第１図」 ６、 補正の内容 （１）明細書第５頁゛９行目の’ ｉ、に間」を’ｊ、
ｊｒｊ１ｊに補正する。 （２） 同書第１１頁１４行目の「抵抗（Ｒ１７）（Ｒ
１８） Ｊヲ’ ｍ抗（Ｒｌｇ＞（Ｒ１９） Ｊ Ｇｍ
ｍ正ｔ ル。 （３）゛同書第１０頁１２行目の「出力巻線（Ｎコ）」
を「出力巻線（Ｎ２） Ｊに補正する。 （４） 図面の１第１図」を別紙の通り補正する。 以上
Claims (1)
- （１）直流入ラインに対して直列接続のスイッチングト
ランジスタとコンバータトランスとでブロッキング発振
回路を構成し、上記トランスから取り出した直流出力の
変動に応じて前記スイッチングトランジスタを制御する
ようにした電源回路に於いて、前記直流入力ラインから
スイッチングトランジスタのベースへの起動電流の供給
路に電源オン、オフ制御信号に応答する第１のスイッチ
手段を設けると共に、前記直流出力の変動を検出して前
記スイッチングトランジスタを制御する誤差検出部に前
記制御信号に応答する第２のスイッチ手段を設け、電源
オフ制御信号の入力時に前記第１のスイッチ手段により
前記起動電流を遮断し、且つ、第２のスイッチ手段によ
り前記誤差検出部の動作を停止させて前記スイッチング
トランジスタをカットオフ状態に保持させるようにした
ことを特徴とするスイッチング制御型電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16531384A JPS6146177A (ja) | 1984-08-07 | 1984-08-07 | スイツチング制御型電源回路 |
| EP85108890A EP0170944B1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| DE8585108890T DE3568673D1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| US06/755,764 US4649464A (en) | 1984-07-20 | 1985-07-17 | Dual operating mode switching power supply |
| AU45176/85A AU574484B2 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-19 | Power supply circuit of switching regulator type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16531384A JPS6146177A (ja) | 1984-08-07 | 1984-08-07 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6146177A true JPS6146177A (ja) | 1986-03-06 |
Family
ID=15809954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16531384A Pending JPS6146177A (ja) | 1984-07-20 | 1984-08-07 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6146177A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63690U (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5248725U (ja) * | 1975-10-03 | 1977-04-07 | ||
| JPS5847048A (ja) * | 1981-09-14 | 1983-03-18 | Takiron Co Ltd | 輸送用緩衝材 |
-
1984
- 1984-08-07 JP JP16531384A patent/JPS6146177A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5248725U (ja) * | 1975-10-03 | 1977-04-07 | ||
| JPS5847048A (ja) * | 1981-09-14 | 1983-03-18 | Takiron Co Ltd | 輸送用緩衝材 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63690U (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 |
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