JPS6146462Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、交流電力の有効電力、無効電力及び
力率を表示することのできる測定装置に関する。
特に不平衡の三相交流でも、正確な値を表示する
測定装置に関する。

（従来技術） 従来、固定コイル及び可動コイルに、夫々負荷
電流及び電圧を与えて、電力或いは力率等を指示
させる電流力計比率計型計器が使用されてきた。
しかし、この種の計器は製造に際して熟練者の手
作業に頼る部分が大きく、近代的な量産には向か
ない欠点がある。

これを改良するものとして、近年電子回路素子
を用いて、電圧、電流及びその位相角を検出し、
これらを演算することによつて、力率信号を得て
表示するいわゆる位相弁別型計器が多く使われる
ようになつた。この種の計器は、三相電圧若しく
は電流が平衡状態にあるときには正確な指示を示
すが、不平衡状態となつたときには指示に誤差が
生じる欠点がある。これを電子回路１で補償する
と回路が複雑化し、特に任意の電圧又は電流の不
平衡状態に対して、常に正確な指示を得るような
補償回路を得ることは困難である。

（考案の目的） 本考案は、不平衡の三相交流に対しても、原理
的に正確な指示が得られる電子回路構成による量
産に適した電力計を提供することを目的とする。

（考案の要旨） 本考案は被測定交流の各相毎の電流から大きさ
が比例して位相差が零および90゜ある２つの電流
信号を得て、これを各相毎の対応する電圧信号に
よつてパルス幅変調された信号でスイツチング
し、このスイツチングされた信号を零位相差及び
90゜位相差別に各相について合成平均化し、その
出力に得られる零位相差及び90゜位相差について
の２つの信号を夫々表示すると共に、この２つの
信号の比を求めて表示することを特徴とする。以
下、実施例について説明する。

（実施例） 第１図は本考案に係わる電力計の一実施例の回
路構成図である。図で、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は計測
すべき三相交流の電圧端子であり、VOはその中
性点端子を示す。Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は同じく電流
端子である。電圧端子Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の信号は
夫々抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３を介してパル
ス幅変調回路Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に導かれている。
中性点端子は共通電位点に結合されている。電流
端子Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を流れる電流は、電流トラ
ンスTr１，Tr２，Tr３を介して電流信号として
検出し、それぞれＣ・Ｒ回路に導かれる。この
Ｃ・Ｒ回路の抵抗器側の信号は、それぞれ開閉回
路Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を介して、抵抗器Ｒ３
１，Ｒ３２，Ｒ３３により増幅器Ａ１の入力で合
成されるように結合する。一方、Ｃ・Ｒ回路のコ
ンデンサ側の信号は、それぞれ開閉回路Ｓ２１，
Ｓ２２，Ｓ２３に導き、これを介して増幅器Ａ２
の入力で抵抗器Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３により合
成されるように結合する。

この開閉回路Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３と開閉回
路Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３は、それぞれ対応する
各層のパルス幅変調回路Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の出力
で連動して開閉動作が行われるように構成されて
いる。

増幅器Ａ１の出力は指示計Ｍ１に導かれると共
に分岐して、割算回路Ｄの一方の入力に与える。
増幅器Ａ２の出力は指示計Ｍ３に導かれると共に
分岐して、割算回路Ｄの他方の入力に与える。こ
の割算回路の出力は指示計Ｍ２に導かれる。この
ように構成された装置では、計測すべき三相交流
の有効電力を指示計Ｍ１に、無効電力を指示計Ｍ
３に力率を指示計Ｍ２に得ることができる。この
原理及び各部の動作を更に詳しく説明する。

パルス幅変調回路の構成例を第２図に示す。こ
れは第１図に示すＰの１個を表わす。この回路に
与えられる入力電圧Ｖに対するパルス幅変調信号
を出力端子Ｔに得る。入力電圧Ｖが50〜60Hzの交
流であるとき、出力Ｔのパルス繰り返し周波数は
1KHz程度に設定されている。第３図に示すよ
うに出力波形の周期をt0、負のパルスの時間を
t1、正のパルスの時間をt2とすれば Ｖ＝K1（t2−t1）／t0 …(1) （但し、K1は比例定数） なる関係が成り立つパルスが得られる。

第１図装置のパルス幅変調回路Ｐ１〜Ｐ３は、
このような動作を行うものであればどのような回
路を用いても良いが、これらのパルス幅変調回路
は例えば第２図に示すように演算増幅器Ａによる
積分回路TGと、例えばシユミツト回路のような
ヒステリシスをもつコンパレータshの従属接続
により構成されたものを用いる。

第２図に示す回路の動作を説明すれば次の如く
なる。第２図において、入力電圧をＶ、増幅器Ａ
による積分器１Ｇの出力電圧をＥ１、シユミツト
回路shの出力端子の電圧をEsとし、シユミツト
回路shのスレツシヨールド・レベルをthとする
と、これらの電圧波形は第３図の如く示される。
即ち、電圧Esは第３図で示す如く±Esで表わ
される矩形波電圧となり、この矩形波電圧は帰還
抵抗Rfを介して積分器１Ｇを構成する演算増幅
器Ａの入力端子に加えられる。従つて、積分器１
Ｇは入力電圧Ｖによつて入力抵抗Riを流れる電
流ivと、帰還電圧±Esによつて帰還抵抗Rfを流
れる電流ifとを加算積分する。正常な動作状態に
おいては過変調にならないように、｜iv｜＜｜if
｜に選ばれている。その結果、積分器１Ｇがivと
−ifを積分している期間、積分器１Ｇの出力電圧
Ｅ１は第３図のt1期間で示すごとく一定の傾斜
で増加する。そして、このt1期間シユミツト回路
shの入力電圧は第３図のごとく上昇し、その
電圧がシユミツト回路shのスレツシヨールド・
レベルthに達すると電圧Esは第３図で示す如
く＋Esとなる。この＋Esの電圧が抵抗Rfを介し
て積分器１Ｇに帰還され、積分器１Ｇはivと正の
帰還電圧＋Esによる電流＋ifを加算積分する。こ
の為、積分器１Ｇの出力電圧EIは第３図のt2期
間で示すごとくT1の期間より急激な傾斜で下降
する。積分器１Ｇの出力電圧EIが負の方向に向
かい始めるとシユミツト回路shの入力電圧も第
３図のt2期間で示すごとく下がり、その値がth
に達すると電圧Esは第３図ので示す如く急激
に下降し、−Esとなる。

このように、パルス幅変調回路Ｐ１を構成する
積分器１Ｇの入力端にはt1の期間入力Ｖと帰還電
圧−Esに夫々比例した電流の和が与えられ、t2
の期間入力Ｖと帰還電圧＋Esに夫々比例した電
流の和が与えられる。即ち、積分器１Ｇはこれに
与えられる電圧の和が零になるように駆動され
る。よつて、（t1＋t2）をt0とおくと下式が成立
する。

（Ｖ−Es）・（t1／t0）＋ （Ｖ＋Es）・（t2／t0）＝０ Esはシユミツト回路shの電源電圧とし一定で
あるとすると、上式は前記した(1)式で示す如くな
り、パルス幅変調回路Ｐの出力パルス±Esのパ
ルス幅は入力Ｖの大きさに対応してパルス幅変調
されることになる。

ここで、前記したように入力電圧Ｖの周波数
が50〜60Hzであるとき、パルス幅変調信号Ｔの周
波数ｃはより十分高い値、ｃ＝１／t0＝
1KHz程度に設定されている。即ち、入力交流電
圧Ｖの周期に対してパルス幅変調信号Ｔの周期t0
は１／20程度であるので(1)式が成立する。即ち、
t0からみた入力交流電圧Ｖは瞬時的には直流電圧
と見なすことができる。従つて、入力交流電圧Ｖ
の正の半サイクルと負の半サイクルに対するパル
ス幅変調信号Ｔは第４図イのごとく示される。正
の半サイクルと負の半サイクル及び正と負に切り
替わる時点での各パルス幅変調信号を拡大して示
すと第４図ロのごとくなり、パルス幅変調信号Ｔ
はそれぞれ入力交流電圧Ｖの大きさに対応する。

次に第７図で、電流トランスTr介して検出さ
れた電流信号Ｉは、一端ａが抵抗器Ｒ１を介して
中性点に結合され、他端ｂがコンデンサＣ１を介
して中性点に結合されている。ａ点に現れる電圧
は Ea＝k″2・Im・R1sin（ωｔ−） ＝k2・Im・sin（ωｔ−） …(2) （但し、Imは入力電流Ｉの最大値 ωは入力電流Ｉの角周波数 は電圧に対する電流の位相角 k2，k″2は比例定数） となる。同様にｂ点に現れる電圧は Eb＝k″2・Im・（１／ωC1）cos （ωｔ−） ＝k′2・Im・cos（ωｔ−） …(3) （但し、k′2，k″2は比例定数） となる。

次に、第７図の回路でａ点に現れた信号をパル
ス幅変調回路Ｐの出力信号Ｔでスイツチングされ
た開閉回路Ｓ１の出力点の電圧Eoaを考えると、 Eoa＝（t2／t0）・Ea …(4) となる。前述の第(1)式を用いてt2を消去すると Eoa＝ｋ・Ｖ・Ea＋（t1／t0）・Ea …(5) （但し、ｋ＝k2／k1） が得られる。

ここで、Ｖは入力に与えられた電圧であり、 Ｖ＝Vm・sinωｔ …(6) と表すことができるので、第(5)式の第１項をＷと
すれば Ｗ＝ｋ・Ｖ・Ea ＝ｋ・Vm・Im・sinωｔ・sin （ωｔ−） ＝（Ｋ／２）・Em・Im｛cos− cos（２ωｔ−）｝ …(7) を得る。第(7)式は瞬時電力に比例する値を表す式
に他ならず、この平均値を求めると、 Ｗ＝・2K∫〓Wdt ＝ｋ｜Ｖ｜・｜Ｉ｜cos …(8) となり、有効電力に比例した値が得られる。

第(5)式の第２項については、第７図で変流器
Trを使用する限り、Eaには直流分が含まれず、
その角周波数はωである。第(5)式第１項の交流分
は第(7)式に示すように角周波数が２ωであり、一
方第(5)式第２項の交流分はその周波数がωであ
る。そこで、第８図に示すような角周波数ωの帯
域阻止濾波器Ｆを通すことによつて第(7)式に示す
ω及び２ωの信号を除去することができる。その
結果、交流分は零となるので、(8)式に示す通り有
効電力Ｗに比例した電圧が得られる。

同様に第７図の回路で、ｂ点に表われた信号を
スイツチングした信号Eobについて W′＝k′｜Ｖ｜・｜Ｉ｜sin …(9) が得られ、無効電力に比例する値を表わすことに
なる。

ここで第１図に戻ると、各開閉回路の出力に、
夫々の有効電力及び無効電力に比例する値が得ら
れることがわかる。もつとも、第１図の回路には
各開閉回路の後に角周波数ωの成分を除去する濾
波器が省かれているが、それぞれ増幅器Ａ１及び
Ａ２に施された帰還回路Ｃ４，Ｒ５及びＣ５，Ｒ
６によりその濾波器と等価な動作が行われてい
る。

ここで、増幅器Ａ１，Ａ２が濾波器としての動
作をすることについて増幅器Ａ１部分のみを第５
図に抜き出して説明すると次の如くなる。第５図
において、出力電圧eoは ここで、入力電圧eiが直流のとき、ｊωC4＝０
であるので、(10)式は eo＝（R5／R31）・ei …(11) 入力電圧eiの周波数が十分高いとき、ｊωC4
＝∞となるので、 eo＝（R5／∞）・ei＝０ …(12) となる。

−3db downは第６図の特性図で示すように、
｜R5｜＝｜１／ｊωC4｜の時となる。従つて、
周波数を十分低い値にしておけば入力交流eiに
対して出力eoは表われず、直流分のみが出力とし
て表われる。この直流分は入力波形の平均値を表
わしている。本考案の実施例においてはコーナー
周波数ｃを３〜５Hzとし、50Hzに対して20dB
以上のフイルター効果を持たせている。

第１図における開閉回路Ｓ１１〜Ｓ１３及びＳ
２１〜Ｓ２３はパルス幅変調信号Ｔ１〜Ｔ３でス
イツチングされる。このスイツチング周期は被測
定の交流電圧Ｖ１〜Ｖ３、電流１１〜１３の周波
数に対して極めて速い。第１図に於ける増幅器Ａ
１，Ａ２は加算回路として動作しており、各サミ
ングポイントは零電位で動作している。一例とし
て、増幅器Ａ１による有効電力Ｗの加算出力は下
式（13）で表される。

Ｗ＝R5×（Ｓ１１からの流入電流）＋R5× （Ｓ１２からの流入電流）＋R5×（Ｓ１１ からの流入電流） …（13） となり、それぞれＳ１１〜Ｓ１３からの流入電流
に対する出力の合成したものが増幅器Ａ１の出力
電圧となる。増幅器Ａ２による無効電力W′の加
算動作も上記と同じである。このように、各相の
有効電力及び無効電力は、夫々増幅器Ａ１及びＡ
２で合成され、指示計Ｍ１及びＭ３で表示され
る。指示計Ｍ１とＭ３が等しいものであれば上記
比例定数ｋとk′は等しいので、両信号が分岐され
て割算回路Ｄに与えられると、 W′／Ｗ＝sin／cos ＝tan が演算され、これを指示計Ｍ２に表示することに
より、一般の力率計と同様に進相及び遅相の判別
された力率を直接指示させることができる。

なお、上記例は中性点のとれる三相交流につい
て３系統の素子を用いる例を示したものである
が、中性点のとれない場合には、２系統の素子を
用いることにより、いわゆるＶ接続を行い同様の
動作を行う装置を構成することができる。又、１
系統の素子のみにより単相交流の測定を行うこと
もできる。

次に、本考案の装置を各部分について実施して
も、従来装置には得られなかつた効果がある。

第７図に示す回路はその一つの例で、変成器
Trの二次巻線に、電流信号に比例した電圧と、
90度だけ位相の異なる電圧を同時に簡便に得るこ
とができ、回路構成を簡単化することができる。

第８図に示す回路はもう一つの例で、従来回路
のパルス幅変調信号によるスイツチングは、単純
な開閉ではなく正負電圧の切換動作となるものが
一般的である。しかし、前述のように信号に直流
分がないときには、単なる開閉動作を行う回路を
利用することができ、回路構成が簡単になる効果
がある。

（考果の説明） 以上述べたように、本考案の回路は各相毎にそ
れぞれ有効電力及び無効電力を原理式に忠実に求
めたものであり、これを各相合成することによつ
て、総合的に有効電力、無効電力及び力率を表示
するので、各相の電圧又は電流が任意に不平衡状
態となつた場合にも、指示値は原理的に正確であ
る。更に、これらの回路は一般的な電子回路部品
により構成されるので、特別な熟練者による組み
立て作業等を必要とせず、近代的な製造工程で製
造することができる。従つて、バラツキもしくは
精度の制御等は通常の手段で管理することがで
き、生産性に優れている。

特に、上記実施例を総合的に実施した回路で
は、有効電力、無効電力及び力率を同時に表示で
きるパネル形の小型計器が得られ、工業的利用価
値は極めて高い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案実施例の回路構成図、第２図は
本考案実施例回路のパルス幅変調回路部分の構成
図、第３図はパルス幅変調回路の出力波形図、第
４図は入力交流に対するパルス幅変調回路の出力
の関係を説明するための波形図、第５図は本考案
実施例回路の増幅器Ａ１部分の回路図、第６図は
第５図回路の平均化作用を説明するための図、第
７図は本考案実施例回路の電流検出部分の回路
図、第８図は開閉回路により積に比例する信号を
得る回路の動作説明図である。 Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３……被測定電圧端子、VO…
…中性点、Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３……被測定電流端
子、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３……パルス幅変調回路、
Tr１，Tr２，Tr３……電流トランス、Ｆ……濾
波器、Ｄ……割算回路、Ｍ１，Ｍ２１，Ｍ３……
指示計。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 三相以上の多相の被測定交流電圧をそれぞれ入
   力とするパルス幅変調回路と、 前記被測定交流の電流がそれぞれ一次側を通過
   する変流器と、 この変流器の二次側端子に一端が接続され他端
   が中性点にそれぞれ接続された抵抗器及びコンデ
   ンサの直列回路と、 を前記被測定交流の各相毎に備え、 前記抵抗器の両端に生じる電圧及び前記コンデ
   ンサの両端に生じる電圧をそれぞれ対応する各相
   についての前記パルス幅変調回路の出力電気信号
   で開閉するスイツチング回路と、 前記抵抗器の両端に生じる電圧についての前記
   スイツチング回路の各相毎の出力を合成して平均
   化する第１の回路と、 前記コンデンサの両端に生じる電圧についての
   前記スイツチング回路の各相毎の出力を合成して
   平均化する第２の回路と、 前記第２の回路より得られる被測定交流の無効
   電力に対応した信号を、第１の回路より得られる
   被測定交流の有効電力に対応した信号で割算して
   被測定交流の力率に対応した信号を得る割算回
   路、 前記第１の回路と第２の回路及び割算回路の出
   力をそれぞれ指示する指示計を具備した電気量測
   定装置。