JPS6150072A - キヤパシタおよび誘電体の迅速な試験方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 １亙且ｊ 本発明は、キャパシタおよび誘電体を迅速に試験するた
めの方法および装置に関する。

ｌ１二１」 誘電体あるいはキャパシタを試験するための従来装置は
、単一の周波数のみで動作するか、あるいは試験のため
に極めて長時間を要するものであった。

本発明は１例えば１０Ｈ２からＩＭＨｚの広範囲にわた
って前記した誘電体またはキャパシタの周波数応答を迅
速に求めるための新規な方法および装置を提供せんとす
るものである。

すなわち大発明は、はるかに完全な品質管理を可能とす
るものである。

より詳細には、本発明は、第１図に示すようなフォスタ
ー・モデルで代表される午ヤパシタまたは：Ａ誘電体パ
ラメータＲｉおよびＣｉ奢決定せんとするものである。

フォスター理論によれば、非理！！！的キャパシタは、
抵抗およびキャパシタンスからなる等価回路、網で表現
される。添付図面の第１図に示すように、この等価回路
網は、それぞれが直列結合された抵抗Ｒｉとキャパシタ
ンスＣｉからなる複数（ｎ）の並列結合された分岐と、
同様に並列結合され１８！限条件を考慮した二つの特別
な分岐とを有する。これらの特別な分岐は、それぞれ純
粋なキャパシタンスＣ∞と純粋な抵抗Ｒｓとにより構成
される。

これから、あるキャパシタのキャパシタンスは次式で表
現される。

ここでτ１＝Ｒｉ＊ｃｉである。

大発明の目的は結局のところ、上記パラメータ（ａｏ、
　）ｌ　Ｓ　、　ＲｉおよびＣｉを決定することにある
。

及ｆｆｌよ 本発明による、特にキャパシタの試験に適した、誘電体
試験方法は下記の工程を包含するものである。

（１）測定列に参照インピーダンスと直列に被測定体を
挿入する工程、 （２）該測定列に作り返し誘発パルスを印加する工程、 （３）該誘発パルスの各非動作半サイクルにおいて参照
インピーダンスの端末の電圧を零とする工程、 （４）各誘発パルスの誘発パルスに対して順方向に移動
するｕＩｆ点において参照インピーダンスの端末におけ
る応答をサンプリングする工程、および （５）サンプル値を解析してフォスター・モデルによっ
て被測定体のパラメータを求める工程。

より詳細には、本発明に従い、参照インピーダンスは、
キャパシタであり、これは好ましくは被測定体のキャパ
シタンスの約１０００倍の大きさのキャパシタンスを有
する。

本発明の重要な態様によれば、繰り返し矩形誘発パルス
を印加し、これらをサンプリングする工程（２）および
（４）は、好ましくは一のバーストから次のバーストへ
と期間が増大する複数のパルス・バーストにより構成さ
れる。

上記工程（２）および（４）は、好ましくは。

第１シリーズの一定期間の誘発パルスを、該誘発パルス
の期間よりも若干長い一定期間の一連のサンプリング・
パルスとともに印加する工程；第１シリーズの誘発パル
スよりも相当に長い一定期間の第２シリーズの誘発パル
スを、該誘発パルス期間の分集合よりも若干長い一定期
間の第２シリーズのサンプリングパルスとともに印加す
る工程：および長期間の単一誘発パルスを１次第に増加
する間隔におけるサンプリング−パルスとともに印加す
る工程：を順に有する。

好ましくはＥｉ＄１シリーズの誘発パルスの期間は約２
００＃Ｌ！、第２シリーズの誘発パルスの期間は約２ｍ
ｓ、　Ｆｉ後の誘発パルスの巾が７００ｍｓより大であ
る。

本発明の別の好ましい態様によれば、解析工程（５）は
、（５ａ）応答の最終勾配をフォスター中モデルのパラ
メーター　／　Ｒｓを代表するものとして決定する工程
；および（５ｂ）応答の初期漸近値をフォスター・モデ
ルのパラメータＣｓを代表するものとして決定する工程
（ここでＣｓｗ＋Ｃ閃＋ΣＣｉ）；を包含する。

より詳細且つ好ましくは、本発明に従い、工程（５ａ）
は、異なる時点における応答を比較し、複数の時点にわ
たって勾配が等しいと認められるときにその勾配を最終
勾配とすることからなり。

工程（５ｂ）は最終勾配とｎ番目のサンプルのＸ座標と
の積を、ｎ番目のサンプルの該イ心から減算して、初期
漸近値を決定することからなる。

本発明の別の好ましい態様によれば、工程（５）は、応
答の初期値を、フォスター自モデルのパラメータＣωの
代表値として決定する工程（５ｃ）を包含する。

より詳細且つ好ましくは１本発明に従い、該工程（５ｃ
）は、第２および第３のサンプルから外挿し、平均の時
間原点１０を次式 ％式％） （ここで、ｔ２は第２サンプルの取得時点を示し、δＴ
はサンプリング間隔を示す）により求めることにより、
応答の初期値を決定することによりなる。

末完１町の別の好ましい態様によれば、工程（５）は下
記工程（５ｄ）応答勾配曲線におけるステップの振幅を
フォスター・モデルのパラメータｌ／Ｒｉの代表値とし
て決定する工程：および（５ｅ）応答勾配の導函数にお
ける極大のＸｐｉ標をフォスター中モデルの各種Ｒ・−
〇分岐の緩和時間の代表値として決定する工程。

本発明の別の好ましい態様によれば、解析工程（５）は
、サンプルに基づいて決定したパラメータｙ　（ｔ）を
、直線変換則：　Ｃ（ｔ）　−Ｋ　［ｙ（１）＋＆］（
ここでｋおよびａは定数）により変換してキャパシタイ
ス・パラメータを求める工程を包含する。

好ましくは、本発明の試験方法は、二つの参照キャパシ
タＣｒｌおよびＣｒ２を測定列中に直列にａｔし、式（
３）　ｖ　”　＝　（ｖＧＣｒ　ｌ／Ｃｒ２）−ａ’（
ここで、Ｇはシステムの利得、ａ゛は測定列を刃にする
ための加算定数）により定まる＊＊＝Ｖの単一誘発パル
スに対する応答Ｖ゛（１）を検出することからなる予備
工程を包含し；更に工程（５）において、係数Ｇおおよ
びａに基づき測定値ｙ　（ｔ）を較正し、フォスター・
モデルに従い式（４）　Ｃ（ｔ）　＝Ｋ　（ｙ　（ｔ）
十ａ）を用いて、キャパシタンスバラメークＣ（ｔ）を
求める工程を包含する。

１１’ｆましくは、本発明の試験方法には、サンプルか
ら決定したパラメータに基づいて試験体を分類するその
少の工程が含まれる。

好ましくは、木９．用の試験方法には、各誘発パルスに
ついて該パルスに対して一定である時点ｒにおいて参照
サンプルＹｎｒを取り、解析工程（５）に先立って各サ
ンプルＹｎｍを１式（５）％式％（ Ｙｎｒはｎ番目の誘発パルスにおいて取った参照サンプ
ルを示し、Ｙ１ｒはｍｌの誘発パルスにおいて取った参
照パルスを示す）の関係に基づいて、較正する工程が更
に包含される。

本発明による。特にキャパシタの試験に適した１話を体
試験装置は、下記を包含するものである。

測定列に参照インピーダンスと直列に被測定体を受容す
るに適した測定ユニット； ＩＸＡＪｌｌ貨列に庁り返し誘発パルスを印加するに適
したクロ７り； 該誘発パルスの各非動作半サイクルにおいて参ｊｊ１．
ｌインピーダンスの端末の電圧を零にリセットするため
の手段； 各誘発パルスにおける参照インピーダンスのン；末で得
られる応答に感応し、誘発パルスに対して順方向に移動
する時点に８いて１ｉｉｆ記応答をサンプリングするサ
ンプリング争ユニット；および該サンプリング・ユニー
／　トで取得したサンプルを解析し、フォスター・モデ
ルに従って被測定体のパラメータを求める演算二ニーＩ
）ｅ好ましくは、参照キャパシタンスは、被？Ａ４定休
のキャパシタンスの約１０００倍の大きさのキャパシタ
ンスを有する。

本発明の好ましい態様によれば、測定ユニー／　トは、
測定列に挿入された参照インピーダンスを較正する手段
を包含する。

本発明の別の好ましい態様によれば、サンプリングパル
スー／　）はアナログ−デジタル変換器を包含する。

好ましくは、演算ユニットによりクロックを、該クロッ
クが一のバーストから次のバーストへと増加する期間を
宥する誘発パルスの複数の連続するバーストを発生する
ように制御する。

より詳細かつ好ましくは、クロックにより、　ＩＦ５次
、一定期間の誘発パルスの第１の八−ストを。

μ誘発パルスのｗＩ間よりも若干長い一定期間の一連の
サンプリングパルスとともに、発生させ：第１７ヘース
トの誘発パルスよりも相当に長い一定期間の誘発パルス
の第２の八−ストを、該誘発パルス期間の分集合よりも
若干長い一定期間のサンプリング吻パルスの第２のバー
ストとともに１発生させ；更に長期間の単一誘発パルス
を、次第に増加する間隔のサンプリングパルスとともに
、発生させる。

更に詳細且つ好ましくは、ｒｊＳｌシリーズの誘発パル
スの期間は約２００μｓ、第２シリーズの誘発パルスの
期間は約２ｍｓ、最後の誘発パルスの巾は７００ｍｓよ
り大である。

本発明の好ましい態様によれば、クロックは。

主発振器；該主発振器により駆動され、各種期間の誘発
パルスを発生する複数の周波数分割器；該分割器の出力
端に結合され、演算ユニットにより選択的に駆動される
ＡＮＤゲート；前記Ａ　Ｎ　Ｄゲートのそれぞれの出力
端にその入力端が結合され、その出力により前記誘発パ
ルスを与えるＯＲゲート、を備える。

本発明の別の好ましい態様によれば、クロックには、主
発振器により駆動きれ、各種期間の誘発パルスのサンプ
リング・パルスを発生する第２シリーズの周波数分２＋
１器；該第２シリーズの周波数分割器のそれぞれの出力
端に結合され、前２第１シリーズのＡＮＤＮ−ゲート中
ｇ連する一のＡＮＤゲートと同期して演算ユニットによ
り選択的に駆動される第２シリーズのＡＮＤゲート；お
よびその入力端前記第２シリーズのＡＮＤゲートの出力
端と結合され、その出力により前記サンプリング・パル
スを与える第２のＯＲゲート；が含まれる。

未発［Ｊｌに従い、好ましくは、クロックにより、参照
サンプルを取得するために、各誘発パルスの一定時点に
おいて補助サンプリング・パルスをも発生させる。

本発明の別の好ましい態様によれば、Δ１４定ユニット
は、前記測定列とサンプリングφユニー／　トの間に順
に、非常に大きな入力インピーダンスを有する減結合部
と、少なくとも一の増幅部とを有する。

好ましくは測定列と減結合部の結合部は、更にスクリー
ニングされる。

本発明の他の好ましい態様によれば、＃照インピーダン
スの端末電圧を零にリセットする手段は非常に大きな出
力インピーダンスを有する。

本発明の別の好ましい態様によれば、サンプリング・ユ
ニットは縦続結合されたＭ１止サンプリング装置、増幅
部、およびアナログ−ディジタル変換器を包含する。

以下１図面を参照して、実施例について更に詳細に説明
する。

発１　　　番：劃な１１１ 以下の詳細な記４には、キャパシタの試験に関するが、
この記載ならびに図面は、本発明の適用を限定するもの
ではない、本発明は、シ１電体について一般に適用可能
なものである。

以下の記載は、次のように構成されている。

１　、　Ａ１１ｌ定理論、２．装置構成の概要、３．ク
ロックの構成、４．測定ユニットの構成、５．サンプリ
ングおよびアナログ／ディジタル変換ユニットの構成、
８よび６．演算−ニットの槻および構成。

色足旦ｊ 第２図に示すように、未発り１の基本原理は、参照キャ
パシタと直列に結合された被７Ｉ１１定キヤパシタに電
圧レベルＶを印加することである。被Ａｌ１１定キヤパ
シタのキャパシタンスはＣｘであり、参照キャパシタの
キャパシタンスはＣｒであり、ＣｒはＣｘ　＜＜　Ｃｒ
であるように選択される。

ラプラスの表示法により、以下のように示される。

したがって 虫分散の場合、すなわちｎ＝１のときには１等価回路の
パラメータは非常にＩＩ単に求められ己。

第３図に示すように、（ｃｏおよびＣｓの値（こ（１）
の曲線の初期値および漸近値として容易に求められる。

導ＴＬ度項ｌ　／　Ｒｓは、漸近線の勾配αを解析して
、ｔａｎα＝ｌ／Ｒ５として決定さ几る。コンダクタン
スｌ／Ｒ１は、原点の勾配γよりｔ　ａ　ｎ　ｙ　＝　
ｌ　／　Ｒｓ　＋　１　／　Ｒ１として求められる。ま
た緩和時間τ＝Ｒ１−Ｃ１は初期勾配と曲線の漸近線と
の交点により決定される。

複数の領域がある場合（ｎｉｌ）には、値ｌ／Ｒｉは、
第４図に示す勾配を解析することにより求められる。

（＋Ｑ／ｌ　／　Ｒｉは、第４図に示すように、勾配入
（１）の曲線におけるステップの巾に等しい。

Ｒｉ＋＋Ｃｉ＝τｉの項もまた。この曲線を解析するこ
とにより得られる。何故ならば、各ステー２プについて
、これらの項は１曲線が０．３７／Ｒｉを通過する位置
のＸ線座標に対応するからである。

またｒＦＳ５図に示すような二次導函数λ′　（ｔ）を
解析することにより、緩和領域の数（極大の数に相当）
ならびに上記τｉ値（上記極大のＸ座標に相当）も与え
られる。

シャノンの標本化定理および、Ｆｍ＝１０ＭＨ２に任意
に取られた任意の上限（＋Ｑより大なる周波数の影ツを
考慮して、１ＯＨｚ〜Ｉ　Ｍ　Ｈｚにわたる試験周波数
範囲をカバーするために、サンプリング期間を、ＴＯα
ｌ／２πＦｍ、すなわちＴＯ＝０．２延Ｓと選択する。

しかしながら、ｌＯビットのアナログ／ディジタル変換
（Ａ／Ｄ変換）を行なうための慣用要素は約２５Ｂｓの
変換期間を要し、したがって、理論的に２５ｅｓ以上の
サンプリング期間を要する。これは上記で定めた０、２
）ｈｓのサンプリング期間に全く適合しない。

この問題を避けるために１本発明の好ましい態様によれ
ば、誘発単一ステップを周期的パルス波形で置換し、該
パルス波形の各立ち上りに先立って被測定キャパシタの
初期条件を零として、該単一工程に対する初期応答の繰
り返しを得ることが提案される。

より詳細には、本発明にしたがい、期間Ｔおよび負荷率
１／２の周期的パルス波形を測定列に印加し応答を、δ
Ｔ＝０．２ルＳの励起パルス列の期間よりも大なるＴ＋
δＴでサンプルする。被測定キャパシタは、負荷率１／
２であるＭｉ形励起信号の低レベル部において、零とさ
れる。

サンプリング期間と誘発期間の差６丁は、パルスｎにお
けるサンプルｎの期間に対するパルスｎ＋ｉにおけるサ
ンプルｎ＋ｉの相対位置をずらす。

したがって１時間交是が達成され１等価期間δＴ＝０．
２Ｂｓの各サンプルを変換するために長時間Ｔが利用可
能となり、時間ＴをＡ／Ｄ変換に必要な最小時間２５４
ｓよりかなり大とすることができる。

被測定キャパシタは、それと直列結合したパルスキャパ
シタを短絡して零にリセットされ、被測定キャパシタの
両端が零電位と接続される。

しかしながら、出願人によれば、フォスターΦモデルの
直列分岐Ｃｉ−Ｒｉに集積されたキャパシタンスＣｔの
端末の電位差は、キャパシタが刃とされる期間θに比し
て時定数で１＝Ｒｉ＠ｃｉが小さくなければ、誘発パル
ス波形の低半サイクルにおいて、キャンセルされないこ
とが見出されている。

この条件が満たされないときには、得られる信号は歪ん
でしまう。

ゼロ化期間θが、サンプリング期間Ｔ／２の半分に等し
いときは、τｉｘＴ／２だから、得られ　、。

る応答は、単一ステップに対する応°答に係数１／（１
＋ｅ　ｘ　ｐ　（−Ｔ／２τ））を乗じたものに相当し
：τｉが）Ｔ／２のときには、全体の信号に含まれる対
応分岐の要素は含まれなくなる。

しかしながら、実際には、技術上の理由により、誘発の
印刀口とゼロへの急なリセットを同時に行なうことを避
けるのが便宜である。換言すれば、被測定キャパシタの
雰すセラト期間は、実際上、：Ａ発パルス波形の期間Ｔ
／２のｌ／２未満となる。

これもまた得られる応答に歪を与えることとなり、その
結果、３期間θと誘発期間のｌ／２との差をΔＴＣＤ＝
Ｔ／２−Δ丁）で表わすと、τ）Ｔ／２のときには、同
じパルスにより与えられる応答は次の関係で表わされる
： ここでｈ＝２ｎ−にであり、偶数値に対してに＝２ｎ、
奇数値に対してに＝２ｎ＋１である。

他方ｔ’＝Ｔ−ｎＴであり、結局応答は一定のステップ
になる。また、τ＝”ｒ、’ｚであるので、定常状態が
、一または二期ＩＪで得られ、ｎ番目のパルスにより与
えられる応答は次の関係で表わされる。

上記の関係を、単一ステップの応答： と比較することにより１次のことがｎｅｔ　ｋ＊される
。

零化期間θが誘発期間の半分に等しいときには、８パル
スの以・り返し応答は、各パルスの終りまで、１／　（
１＋ｅｘｐ　（−Ｔ／２？　ｉ））の係数、（このｔ〉
正（ｆＩ数は期間τｉ＜＜Ｔである場合にはｌに等しい
が、Ｃｉを決定するためには４庫に入れなければならな
（ｔ）の範囲で応答の初期値に等しい、また零化期間θ
が誘発期間の半分未満であるときには、ΔＴの存在によ
り生ずるステップがキャンセルされ、あるいは補償され
る限りは、上記結論が依然として正しい、このステップ
は、−パルスの間一定であり、過渡条件において、一つ
のパルスから次のパルスへと変化する０式（ｌｌ）の関
係から、このステップは、τ３Ｔ／２のとき に等しいことがわかる。

更に、出願人は、信号の有用な情報が対数時間函数を宥
することを決定した。これは１時間応答の短い期間に高
古度のサンプルを取ること（調和応答の高周波数に関連
）、中間期間に低密度のサンプルを取り、長い期間に一
層低い布瓜のサンプルを取ること（調和応答の低周波数
に関連）、シたがって、誘発およびサンプリングを複数
１例えば第６ａ図に示すように３のレンジを構成するこ
と、につながる。

第１のレンジは１例えば、巾２００μｓの５００　ノ誘
ｎパルスのバーストからなり、２００．２ｇｓの巾の応
答サンプリング信号を用いて１話発に対する時間副尺を
構成する。このレンジは。

１００ｍｓの実時間を有し１時間０．２ｋＳのサンプリ
ング時点ないし瞬間を０．２ｈｓから１００ｐ、ｓの範
囲で実行して、１ＭＨｚに相当する周波数応答をカバー
する。

第６ｂ図に示すように、各誘発期間で単一のサンプルを
取り、この期間の２００７ＬＳをサンプリングおよびデ
ィジタル変換に利用できる。

第２のレンジは１例えば、２ｍｓの巾を有するｌＯの誘
発パルスにより構成し、巾２０２ｍｓのサンプリングパ
ルスを用いる。このレンジは２０ｍｓの実時間を宥し、
２０４！＋に相当するサンプリング間隔での１ｍｓまで
のサンプリング時点ないし瞬間を解析するのに使用され
る。

この場合、−誘発期間あたりｌＯサンプルを生成するが
、このうちその５個゛のみが、誘発パルスの高レベル半
サイクルに相当するので、有用である。ここでも約２０
０μｓの変換時間が利用可能である。これは第６Ｃ図に
示される。

最後に、：５３レンジは期ｒｉ１ｒ＋（巾）が例えば８
００ｍｓの車−パルスにより構成され、これは約３２ｍ
ｓまでの短い時ｒ１間隔で実時間サンプリングされ、そ
の後残りのパルスについてはより広い間隔が用いられる
。

キャパシタのパラメータＣｐｏ、Ｒｓ、ＲｉおよびＣｉ
を求めるアルゴリズムは、後述する。

次に第７図〜第１５図に示す装置構成を説明する。

１置　−′ｒ４　゛ 第７図に示すように１本発明に従う装置は、６；（算ユ
ニット２００により制御されるクロック１００を有する
。クロック１００は、被測定キャパシタを受容する測定
ユニット３００および該測定ユニット３００に接続され
たユニー／　ト４００にクロック・パルスを供給する。

該ユニ、）４００は、キャパシタの周期的パルス波形に
対する応答に感応し、該応答をサンプリングし、信号の
Ａ／Ｄ変換を行なう、そのディジタル信号サンプルは２
次いで前記演算ユニｙ　）　２００に送られ、ここで前
記パラメータ（∞、　Ｒ５、ＣｉおよびＲｉを決定する
。

４つの主たるブロック１００，２００，３００．４００
のａ濠および構成は、後に詳述する。

ただし、演算ユニット２００は、クロック１００により
発生される各種のパルス・バーストの順序を制御するこ
と、およびＦＡ算操作自体を行なうことに加えて、゛プ
リンタ５００．スクリーンおよびキーボードを含む端末
６００．？ｌＩｉ助メモリーおよび、該当する場合には
キャパシター操作ロボット８００を含む慣用の周辺機器
との連絡を制御することを述べておく。

慣用の周辺ユニット５００，６００および７００は、デ
ータを出力し、１ツ作支）〜を受は取るＬ１能を有する
。

ロボット８００は、ユニット３００の３１媚定列にキャ
パシタＣｘを自動的に挿入し、キャパシタをそこから除
き、除いたキャパシタをその測定特性に従って分類する
ために用いられる。

ユニュヱユユ」 クロック１００の主たる機能は励起パルスおよびサンプ
リングパルスを発生することにある。

より詳細にはクロック１００は、各８範囲の励起パルス
を発生し、これとともに該誘発パルスを印加する連続す
る時点に対して順方向ないしは進み方向にずれたサンプ
リングパルスを発生し、更に応答の開始の適正なｒｌｌ
察を確保するために一定の遅れを導入する。このサンプ
リング時点は。

Ａ／Ｄ変換のための最小時間を考慮しなければならない
。

第８図に校式的に示すように、瀘算ユニットはこのクロ
ック１００に順序信号を印加する。開始時および８ΔＩ
ＩＩ定サイクルの始点にわいて　演算ユニット２００は
′Ａ＝全体を零にリセットする１図を前車とするために
、クロックｌＯＯの要素への零リセツト入力は第８図に
示していない。

最初に、？ｊｉｉｒＩユニー／　）　２００により、第
ルンジの励起パルスおよびサンプリングパルスを実行す
るための実行信号を出力ｉ５２０１に発生する。

測定ユニツ）３００の出力端に存在する信号をサンプリ
ングし変換することにより第１シリーズのデータを取得
する。演算ユニ、　ト２００は取得したデータ数をカウ
ントする。

所定の数の測定データが取得されると、出力端２０１は
もはや抑止され、演算ユニ”／　）は第２レンジの励起
パルスおよびサンプリングパルスを実行するために出力
端２０２に実行信号を送る。かくして第２シリーズのデ
ータが取得される。

ここでまた、前記ｔｊＳ２の取得期間において所定の数
の測定データが得られると、出力端２０２はもはや抑止
され、演算ユニットは、例えば出力端２０３に８００ｍ
ｓのパルスを発生し、１６０μｓの巾のサンプリング信
号を発生する。

第１および第２のバーストにおける励起パルスおよびサ
ンプリングパルスの各種の期間は、主発振器１０１の周
波数を分割することにより得られる。

この発振器は、例えば５　Ｍ　Ｈｚの水界により駆動さ
れる論理ゲート発振器により構成される。

第１バーストの励起パルスは発振器間波数を１０００分
割することにより得られ、巾２００ａＳのパルスを与え
る。またサンプリングツくルスは、発振＝周波数を１０
０１で割り、巾２００・２鉢Ｓのパルスを与える。

第８図に示すように、発振器１０１の周波数を三つのカ
ウンタ１０２．１０３および１０４により５００分割す
る。これらカウンタは縦続接合され、それぞれ、１０分
割、ｌＯ分割および５分割を行なう、この縦続接合から
の出力（すなわち１０４からの出力）は単安定素子Ｍ１
０５に印加され、これはカウンタ１０２．１０３および
１０４をル制御するためのζ出力を出す、より詳細にｌ
±。

単安定素子Ｍ１０５は、そのζ出力により、カウンタ１
０２．１０３および１０４に零リセツト信号が印加され
ないときには、計数を実行する。

単安定素子Ｍ１０５からのζ出力の立ち上りにより、７
３９図の第２および第３波形に示すようにパルス巾βを
宥する単安定素子Ｍ１０６を制御する。第９図において
第１の波形は、発振器１０１からの出力信号を概略図示
するものである。

単安定素子Ｍ　！’　０６からのζ出力を、第９図の”
第４波形に示すように、単安定素子Ｍ　ｌ　０６　ｊｘ
らのζ出力における信号の立ち下がりにおいて状ＦＥを
変化する双安定素子ＪＫ１０７に印加する。双安定素子
ＪＫ１０７からの出力をＡＮＤゲート１０８の第１の端
子１０９に印加する。このＡＮＤゲート１０８は第２の
端子１１０を有し、ここに１３ｉＴ算ユニツト２００の
出力端２０１から第１１ベーストの実行信号を受ける。

ＡＮＤゲート１０８の出力端は、ＯＲゲート１１１の第
１端子１１２に接続されている。双安定素子ＪＫ１０７
は単安定素子Ｍ１０６からの出力信号の周波数を２分割
することが示されている。

ＯＲゲートｌ　１１（７）出力端１１３はｅｈを供給し
、Ｊｌ　定ユニー／　）　３００に結合されている。

単安定素子Ｍ１０６により与えられる、時間原点に対す
るｄれβは、ユニット４００中のサンプルホールド回路
による遅れを補償する目的を有する。この処理は後述す
る。

ただ１本発明において、単安定素子Ｍ１０６により導入
される前記遅れβは、サンプリングパルスの最小巾より
大に選択し、３化段階における誘発波形の低レベルにお
いて、二三の零値サンプルを取るようにする。この処理
により、最初の非零サンプルである最初の真のサンプル
を明確に検出することが可能になる。

上記説明および第８，９図から分るように、双安定素子
ＪＫ１０７の出力に巾２００ルＳ、負荷率１／２のパル
ス（７５９図の第４波形）が得られる。これらのパルス
は時間原点に対して巾βだけ遅れている。

双安定素子ＪＫ１０７からの出力に存在する信号は、Ａ
ＮＤゲート１０８が実行されるとき、すなわちその入力
端１１０に演算ユニー／　）の出力端２０１により高レ
ベル信号が与えられたときに。

ＯＲゲー）１１１の出力端１１３に現われる。

前記したように、サンプリングパルスは、発振器周波数
を１００１分割して巾２００．２ルＳのパルスとして得
られる。

この分割は、第８図に１２０で示す素子により行なわれ
る。

実際には、この素子１２０はそれぞれＮ〜９（０＜Ｎ＜
９）のカウントが可能であり、８９９９の値にプリセッ
トされた４つのカウンタ１２１．１２２．１２３および
１２４により構成される。カウンタ列１２１−１２２−
１２３−１２４は、これらカウンタ１２１〜１２４に零
リセツト信号が送られていないときに、そのζ信号によ
りカウントを実行させるところの単安定素子Ｍ１２５に
供給を行なう。

単安定素子Ｍ１２５のは出力は、カウントがｌｏ　、∞
ｏに達したときに実行され、これにより８９９９から１
０，０００までのｆ∞１分割を行なう。

単安定素子Ｍ１２５からのＱ出力端１２６は、分淵器１
２０の出力端をなし、ＡＮＤゲート１２７の第１端子１
２７に供給される。このＡＮＤゲートは第２の端子１２
８は演算ユニット２００の出力端２０１からの第１バー
スト実行信号を受けるように結合されている。

ＡＮＤゲート１２７の出力端１３０は、サンプリングお
よびＡ／Ｄ変換ユニツ）４００に接続された出力端１３
５を有する三入力ＯＲゲート１２７に接続される。

上記記載から分るように、単安定素子Ｍ１２５の出力端
には巾２００．２４ｓのパルスが得られ、したがってこ
れらは誘発パルスに対して進み方向にずれている。

単安定素子Ｍ１２５の出力端１２６に存在する信号は、
ＡＮＤゲート１２７が実行され、すなわち演算ユニット
の出力端２０１からその入力端１２８に高レベル信号が
印加するときにはいつもＯＲゲート１３１の出力端１３
５に現われる。

第２バーストの励起パルスは、第ルンジの励起パルスを
ｌＯ分割することにより巾２ｍｓの誘発パルスとして得
られる。他方、第２バーストのサンプリングパルスは、
発振器周波数を１０１０分割して巾２０２Ｂｓのパルス
として得られる。

第８図に示すように、双安定素子ＪＫ１０７の出力端は
、二人力ＡＮＤゲート１４０の第１入力端１４１と結合
され、このＡＮＤゲート１４０の他の入力端は、演算ユ
ニー／　ト２００の出力端２０２からの第２バーストの
実行信号を得る。またＡＮＤゲート１４０の出力端１４
３は、双安定素子ＪＫ１０７の出力端の信号層波数を分
割する１０分割回路１４４の入力端とＪａ続される。

１０分割回路１４４の出力端１４５は、二人力ＡＮＤゲ
ート１４６の第１入力端１４７と接続され、該ＡＮＤゲ
ート１４６の他の入力端１４Ｂは、間πユニット２００
の出力端２０２からの第２バーストの実行信号を受ける
。またＡＮＤゲ−ト１４６の出力端１４９は、上記ＯＲ
ゲート１１１の第２入力端１５０に接続される。

上記、Ｊ２　’Ｊｌならびに第８図から分るように、１
０分、！；’ｌ　Ｉ！！Ｊ路１４４の出力端には、Ｉｊ
７２ｍｓおよび負旬；（４１／　２のパルスが（すられ
る、これらのパルスは　時間２；（点に対して、巾βだ
け遅れている。このどれは、発振′Ｊ５１０１と１０分
菖回路１４４の間に挿入された単安定素子Ｍ１０６によ
り導入される。

１０分溺回路１４４の出力信号は、ＡＮＤゲート１４６
が実行されるとき、すなわちその入力端１４８　ニｆｌ
’ｉ　ｎ　ユニー　／　）　２００　（７）出力端２０
２から晶レベル信号が印加されるときにはいつも、ＯＲ
ゲー）１１１の出力端１１３に再び現われる。

上記したように、第２バーストに伴なうサンプリングパ
ルスは、発振器１０１の周波数を１０１０分割すること
により、巾２０２ｇ！のパルスとして得られる。

この１０１０分Ｍは、第８図の要素１６０により達成さ
れる。

実際には、要素１２０と同様に、すなわちそれぞれＮ〜
９　（０＜Ｎ＜９）のカウントを行なうことのでさる４
つりカウンタ１６１，１６２．１６３および１６４によ
り構成される。これらのカウンタは初期に８９９９に設
定される。カウンタタ１１６１−１６２−１６３−１６
４は、！、Ｉｉ安定素子Ｍ１６５にパルスを送り、この
ｒＢ安定素子Ｍ１６５により、これらカウンタに零リセ
ット４３号が印加されないときには、そのＱ出力により
、これらカウンタ１６１，１６２．１６３および１６４
の計数を制御する。

更に要素１６０の第１カウンタ１６１の入力端は、二人
力ＡＮＤゲート１７０の出力端１７１に接続される。こ
のＡＮＤゲート１７０の入力端１７２および１７３は、
それぞれ発振ＷＩＯＩの出力端および演算ユニッ）２０
０の第２レンジ実行用出力端２０２と接続される。

単安定素子Ｍ１６５のａ出力は、要素１６０のカウント
が１０，０００の値に達したときにはいつも実行され、
これにより８９９９から１０．Ｏ∞までの１０１０分割
を行なう。

単安定素子Ｍ１６５のＱ出力端１６６は、分割器１６０
の出力端を構成し、且つ二人力ＡＮＤゲート１７２の第
１入力端１７４に接続される。

このＡＮＤゲート１７２の第２入力端１７３は。

演ユニニー／　ト２００の出力端２０２から第２バース
ト実行用信号を受ける。ＡＮＤゲート１７２の出力Ｅ　
ｌ　７５は、前記三入力ＯＲゲート１３１のフ２嬬宋１
３３に接続され、このＯＲゲート１３１の出力端１３５
はサンプリングおよびＡ／Ｄ’ｌダニニー／　？　４０
０に接続される。

上記説明から分るように、ｆｆｌ安定素子Ｍ１６５の出
力端ｔ６６には、誘発パルスの文集合より若子長く、し
たがってそれよりも進み方向にずれた。２０２ｍｓの巾
パルスが得られる。

単安定素子Ｍ１６５の出力端１６６の信号は。

ＡＮＤゲート１７２が実行されるとき、従ってその入力
端１７３に演算ユニツ）２００の出力端２０２から品レ
ベル信号が印加されるときにはいつも、ＯＲゲー−ト１
３１の出力端１３５に現われる。

既に述べたように、第３レンジは、例えば巾が８００　
ｍ　ｓの単一パルスからなり、３２ｒｎＳまでの短い間
隔による、また残りの時間におけるより広い間隔による
実時間サンプリングを行なう。

８００ｍｓの巾の誘発単一ステップは、演算ユニ、）２
００によりその出力端２０３に発生される。この出力端
は、ＯＲゲート１１１のが３入力端１５１に接続される
。

更に実時間サンプリングは、演算ユニット２００により
、ＯＲゲート１３１のヱ３端末１３４と接続されたその
出力端２０４を介して直接７ｊｌすｐされる。

上記においては、周期的誘発パルスに対する連続的応答
は、単一ステップ応答の初期値と、パルス毎に初期パル
スにわける値が異なるステップの正なりとして説明して
きた。

この歪から免れるために、出願人はｎ番目のパルスの２
１１１１定振幅値を、初期パルスの等価時間における測
定振幅値により較正することを提案する。

換言すれば、出願人は、各誘発パルスの参照サンプルを
その所定の一定時点において取ることを提案する。

このために、単安定素子Ｍ１０６のζ出力信号を用いる
。

第５図の第５波形に示すように、この単安定素子Ｍ１０
６のＱ出力はもとの発振パルスと同期した立ち上りを有
する。単安定素子Ｍ１０６のσ出力端は、単安定素子Ｍ
１０６の信号周波数を２分割する双安定素子ＪＫ１７６
の入力端１７７に接続される。従って、この双安定素子
の出力端は時間原点に対して遅れのない巾２００４ｓの
矩形波を出す。

サンプリングユニット４００に印加されるこれらのパル
スを１個々のパルスの期間における固定時点において、
該パルスに対する各応答への参照パルスの補助的取得を
制御するために用いる。このために、双安定素子ＪＫ１
７６の出力端１７Ｂを、演算ユニッ）２００の出力！２
０１からの第２レンジ実行信号を受ける第２入力端１８
１を有する二人力ＡＮＤゲート１７９の第１入力端１８
０に接続する。このＡＮＤゲート１７９の出力端１８２
は、二人力ＯＲゲート１３６の第１入力端１３７に接続
され、ＯＲゲート１３６の出力端１３９をサンプリング
ユニット４００に接続して第ルンジにおける参照サンプ
ルの取得を制御する。

もちろん、第２レンジの参照サンプルを取得するために
も同様とすることが必要である。

このために双安定素子ＪＫ１７６による第ルンジの非遅
延パルスの周波数をｌＯ分割する。

より詳細には、双安定素子ＪＫ１７６の出力端１７Ｂを
、二人力ＡＮＤゲート１８３の第１入力端１８４に接続
する。このＡＮＤゲート１８３の第２人力ｇ１８５は、
演算ユニット２００のｆ：ｆＳ２レンジ実行用出力端２
０２と接続される。

ＡＮＤゲート１８３の出力端１８６は、１０分割回路１
８７の入力端と接続され、その出力端１８８は、二人力
ＡＮＤゲート１８９の第１入力端１９０と接続される。

またＡＮＤゲート１８９のｆｆ５２入力端は、出力端２
０２からの第２レンジ実行信号を受ける。

二人力ＡＮＤゲート五８９の出力端１９２は。

ＯＲゲー）１３６の第２人力！１３ｇに接続される。

この結果、演算ユニット２００により出力２０２が実行
されるとき１分割器１８７が巾２ｍｓの矩形出力波形を
発生する。

双安定素子ＪＫｉ７６の出力信号は、ＡＮＤゲート１７
９が実行されるとき、すなわち、その入力端１８１に演
算ユニットの出力端２０１から高レベル信号が印加され
るときにはいつもＯＲゲート１３６の出力！１３９に現
“われる。

これに対し、ＡＮＤゲー）１８３が実行される毎に（す
なわち七の入力端１８５に閏算ユニｙ）出力端２０２か
ら高レベル信号が印加され、したがってＡＮＤゲー）１
８９が並列に実行される毎に）、巾２ｍｓの信号が分割
器１８７の出力端に信号が現われ、これがＯＲゲート１
３６の出力端１３９に現われる。

非限定的なものとして例示する特定の態様においては、
カウンタ１０２．１０３，１０４．１２１．１２２，１
２３，１２４，１６１，１６２゜１６３および１６４は
、７４１２９型回路であり、単安定素子Ｍ１０５．Ｍ１
０６．Ｍ１２５およびＭ２Ｂ５は７４１２２５回路であ
り、双安定素子ＪＫ１０７および１７６は７４７６型回
路である。

゛ｌシュニー　３００ 第７図に概略的に示し且つ第１０図に詳細に示す測定ユ
ニットは、クロック１００の出力端１１３からの励起パ
ルスをそれらの振幅および立ち上り時間に関して形成し
；それらの低レベルを参照器に設定し：容量分￥＠Ｃｘ
およびＣｒにより構成される測定列からの出力点をＦ！
Ａａし、且つＵ発の非動作期間においては該測定列から
の出力点を零にリセットしつつ、該測定列を介して誘発
に対するサンプルの応答を検出する作用を有する。

ｕ発パルスは、増＠部３０２およびトランジスタからな
る形成部により形成される。より詳細には、クロ７り１
００の出力端１１３は測定ユニット３００の入力端３０
１に接続され、この入力端３０１はまた上記増幅＠３０
２の入力端３０３にＪａ続される。

増幅器の出力端３０４は、抵抗３０５を介して、コレク
タ共通接続したＮＰＮ）ランジスタであるトランジスタ
Ｔｌのベースに接続されている。

第１０図に示すように、トランジスタＴ１のコレクタは
、正の電源端子＋Ｖｃｃに接続されている。このトラン
ジスタＴ１のコレクタは、またバイアス抵抗Ｒ３０６を
介して増幅ｍ３０２の出力端３０４に接続されている・ トランジスタＴ１のエミッタはエミッタ抵抗Ｒ３０７を
介して接地されている。

トランジスタＴＩのエミッタは、また被測定キャパシタ
Ｃｘの第１端子に接続されている。このキャパシタの第
２の端子は測定列中の参照キャパシタＣｒの第１端子に
接続され、後者のｍ２端子は接地されている。

従って、測定列にはトランジスタＴＩのエミッタから誘
発パルスが供給される。

上記したように、参照キャパシタＣｒは、被測定キャパ
シタＣｘの概略のキャパシタンスの約１０００倍のキャ
パシタンスを有するように選択される。必要な状況にお
いてこの条件を満たすために、ｖＡ定ユニットは好まし
くは異なる参照キャパシタＣｒの切替手段を含む０図示
の簡単化のため、これらの切替手段は第１０図に示して
いない。

測定列の出力は、被測定キャパシタＣｘと参照キャパシ
タＣｒ間の共通点から取り出す、このセルの出力端の電
圧レベルは低い（約１５ｍＶ）。

したがって、第１０図に３０８で示すように、有用な信
号にノイズが′ＩｆＬｇｋすることを防止するために、
スクリーニングされる。

次に、！誘発パルスの非動作期間中に、測定列の出力点
をリセットするための装置を記載する。

この装置は、参照キャパシタＣｒに並列に動作する。も
ちろん、この装置は参照キャパシタのキャパシタンス挙
動に対する歪みができるだけ小さいものであるべきであ
る。しかしながら、出願人は、有効周波数の全ａｎにわ
たつて、この写リセット装置が、プロセスの動作期間、
すなわち誘発パルスが高レベルにある時間、の全体にわ
たって、一定の抵抗と並列な一定のキャパシタンスとｃ
Ａｊ！Ｉ！ｔ、た等価回路を有するものとして見なせる
ことを示した。

数ｐＦ程度である前記キャパシタンスが参照キャパシタ
Ｃｒのキャパシタンスに加えられ、その考慮は簡単であ
る。この写リセット装置による寄生抵抗は非常に大きく
、事実上、参照キャパシタのキャパシタンス挙動に歪み
を与えるものではない。

測定ユニット３００の入力端３０１は増＠部３１Ｏの入
力端３０９に接続される。その出力端３１１は抵抗Ｒ３
１２を介して負電源端子−Ｖｃｄに接続される。更に増
幅部３１０の出力端３１１は、ツェナーダイオードＺ３
１３のカンードに接続される。ツェナーダイオード２３
１３の７ノードは、抵抗Ｒ３１４を介して接地される。

またツェナーダイオード２３１３の７ノードはエミッタ
共通接続のバイポーラＰＩＰ　）ランジスタＴ２のベー
スに接続される。

このトランジスタＴ２のエミッタは接地され、そのコレ
クタは負荷抵抗Ｒ３１５を介して負電源端子−Ｖｃｃに
接続される。

更にトランジスタＴ２のコレクタは、電界効果型トラン
ジスタＴ３のゲートに接続され、このトランジスタＴ３
のソー′スートレイン・チャンネルは抵抗Ｒ３１６を介
して接地と、被測定キャパシタＣｘと参照キャパシタＣ
ｒの共通点との間に挿入される。　　　゛ 励起パルスの低レベル半サイクルにおいて、トランジス
タＴ２は導通し、電界効果型トランジスタＴ３は、ゲー
ト電位が零であり、したが“って導通している。これに
対し、励起パルスの高レベル半サイクルにおいては、ト
ランジスタＴ２はオフであり、電界効果型トランジスタ
Ｔ３のゲート電位をｌ’＋ｌｌい負のポテンシャルとし
、したがってトランジスタＴ３をオフとする。

δ１１定列Ｃｘ−Ｃｒの出力端は、６　ｉＫｌキャパシ
タＣｒのアドミッタンスをできるだけ変化させることな
く、応答を通過させる目的を有する減結合部に接続され
る。

減結合部は、内部周波数修正機能を有する演算増幅器Ｏ
Ｐ３１７を有する。この演算増幅器０Ｐ３１７は、その
入力端の一つを介して被ΔＩ定キャパシタＣｘ−参照キ
ャパシタＣｒ間の共通点と直接接続され、その出力端は
その第２入力端と直接接続されて負のフィードバックル
ープを形成する。

すなわち増幅器ＯＰ３１７は、電圧フォロアとして接続
されている。非限定的なものとして例示すれば、この増
幅器ＯＰ３１７はＬＨＯＯ５２型素子により構成される
。出願人はこのような素子が完全に満足なものであるこ
とを確認している。

上記回路は、１０１１１オームより大なる入力抵抗を有
する。更に、参照キャパシタが約１０　＝　Ｆというよ
うな低いイｆｌを右する臨界的条件下においても、演算
増幅器ＯＰ３１７による入力インピーダンスは、１０Ｈ
ｚでわずかに約１０−’の誘電損失角の正接を４人する
に過ぎない、また、この誤差は、周波数が増加するにつ
れて急速に低下する。

上記減結合部に統いて少なくとも１の増幅部を設ける。

すなわち、第１Ｏ図の実施例においては、減結合部ＯＰ
３１７の次に二つの反転増幅器を直列に設けである。

より詳細には、演算増幅器ＯＰ３１７の出力端は、抵抗
Ｒ３１Ｂを介して接地される。この出力端は、また抵抗
Ｒ３１９を介して、第２入力端が接地された演算増幅器
ＯＰ３２０の第１入力端に接続される。演算増幅器０Ｐ
３２０の出力は、抵抗Ｒ３２０を介してその第１入力端
にフィードバックされる。演算増幅器０Ｐ３２０の出力
端は、抵抗Ｒ３２２を介してインバータとして接続され
た第２の演算４ｇ器０Ｐ３２３の第１入力端に接続され
る。このために、演算増幅器ＯＦ３２３の第２の入力端
３２４は接地され、出力端３２５は抵抗Ｒ３２６を介し
て第１入力端にフィード／へ７りされる。

演算増幅器０Ｐ３２３の出力端３２５はサンプリングお
よびＡ／Ｄ変換ユニット４００に接続さｎ己。

非限定的なものとして好ましい例を例示すれば、演二増
幅器０Ｐ３２０および０Ｆ３２３は、ＡＤ５０７型およ
びＡＤ５０９型であり、増幅部３０２および３１０は、
７４１６星である。

実際には、信号に各社の歪みが与えられる。しっ）し出
願人によれば以下のことが見出されてい己。

１）　　トランジスタＴ１により発生される誘発パルス
の立ち上り時間は零ではなく、約５０ｎｓである。これ
による歪はｌｐｓ以上の時間領域で；士戸視できる。１
鉢Ｓ未満の領域では、時間測定値は約２５ｎｓだけ差し
引かれる。

２）　減結合部増幅器０Ｆ３１７の入力インピーダンス
および零リセツト回路（電界効果トランジスタＴ３）の
出力インピーダンスは１０ニロオームより大であり、そ
の影響は無視し得る。

３）　フォロワ一部のゲインは、有効周波数範囲全体に
わたって一定である。

本発明による試験装置は、通常の値を有するキャパシタ
を検査できるものでなければならない、すなわち、少な
くとも１９Ｆから１鉢Ｆの範囲をカバーできるものでな
ければならない、このような広い範囲を単一の参照キャ
パシタでカバーすることはできない、この範囲をカバー
するために、出願人は、測定プロセスを二つの王たるレ
ンジに分割することを提案する。

第１主レンジは、キャパシタンスが０．３ＰＦ〜３０，
０００ｐＦの範囲のキャパシタを試験するものである。

第２主レンジは、牛ヤパシタンスが３０　、０００ｐＦ
より大なるキャパシタを試験するものである。

第１主レンジは、それ自体５の副レンジに分割され己。

第１　、’、ｚレンジは、キャパシタンスが０３〜３　
ｐ　Ｆのキャパノクを試験するものである。ここでは、
１０００ｐＦの谷照キャパシタンスを用いる。

π２副レンジは、キャパシタンスが３〜３゜ｐＦのキャ
パシタを試験するものである。ここでｉｆ　ｌ　Ｏ、Ｏ
ＯＯｐ　Ｆの参照キャパシタンスｔ−ｍいる。

第３副レンジは、３０〜３００ｐＦの範囲のキャパシタ
ンスを有する励起パルスを試験するものである。ここで
は、１００，０ＯＯＰＦの参照キャパシタンスを用いる
。

第４副レンジは、３∞〜３∞ｏｐＦの範囲のキャパシタ
ンスを有するキャパシタを試験するものである。ここで
は、１．Ｆの参照キャパシタンスを用いる。

、ｉ’５５副レンジは、３０００〜３０．０ＯＯｐＦの
範囲のキャパシタンスを有するキャパシタを試験するも
のである。ここでは、ｌＯ，Ｆの参照キャパシタンスを
用いる。

３０．０ＯＯｐＦより大なるキャパシタンスを有するキ
ャパシタに関する第２　ｉ、ｊ＋４定レンジについては
、出願人はｒ＋Ｌ定の損失を５けるために、第１０図の
装置に関して参照キャパシタＣｒと被５：；定キヤパシ
タＣｘとを逆にすることを提案する。

もちろん、この場合に、誘発パルスを印加する参照キャ
パシタＣｒは、Ｃｒ＝ＣＸ／１０００１７）関係を満た
さねばならない、減結合部（ｋ！３幅器０Ｆ３１７）に
より検出される応答は、被５：；定キヤパシタＣｘの端
子から取得する。出願人は、このようにして取得した応
答が次式に対応することを見出している。

この第２主レンジに適用される式（１３）が前記した式
に非常に近いことがｔｉＳｌ察されよう、すなわち、二
つの場合において、演算ユニットでは同様な型の＠算お
よび同じアルゴリズムが用いられる。以下の記・成は、
参照キャパシタンスが、被測定キャパシタンスの約１０
００倍であるケースにのみ関する。

サンプリング　ゞよびＡ　Ｄ・　ユニート４ｏ。

第７図にｃ１略を示し、且つ第１１図により詳細に示す
サンプリングおよび変換ユニット４ｏ。

に、データをサンプリンブレ、且つ測定ユニット３００
と演算ユニット２００との転送インターフェースとして
機能する。

より詳■には、サンプリングおよび変換ユニット４０Ｑ
は、測定ユニー／　ト３００からのアナログ、υ答すン
プル値を１０ビツトの２ａコードに変換するに詣を有す
る。

第７図および第１１図に示すように、サンプリングおよ
び変換器ニー２）　４００は、入力端４０２を介して測
定ユニット３∞に接続され、また入力ｇ　４０１８よび
４２１を一介してクロック１００に４ａ続され、更に演
算ユニツ）２００に接続された出力貸；４５１．４５２
．４６１および４６２を有する。

これらの入力端および出力端の１１能は後述する。

概略的には、第１１図に示されるように、サンプリング
ユニ、）４００は、縦続接合されたサンプルホールド回
路４０５、可変利得の増幅器４１５およびＡ／Ｄ変換器
４５０を有する。

しかしながら、上述したように、サンプリング器は、サ
ンプルホールド回路４０５．増幅′Ａ４１５および変換
器４５０により構成される列を通過する測定サンプルを
取得することに加えて、各８誘発パルスの一定時点にお
いて参照サンプルを取＝゛）することができるものであ
る、このため、サンプリングおよび変換ユニー／　）は
、上記列と並列に参照データ用の第２の列を包含する。

この第２列は、サンプルホールド回路４２５、可変利得
増幅’Ａ４３５８よびＡ／Ｄ変換器４６０からａ’る同
様な縦続接合を有する。

サンプルホールド回路４０５は、クロック１００の制御
の下に、アナログサンプルを取？Ｕ　Ｌ　、仮に収納す
る働きを宥する。

サンプルホールド回路４０５は、第１１図に概略構成を
示すように、演算増幅器４０６．町制ｉｐスイッチ４０
９および増幅部４１１を基本ｒｒｊに有する。演ｒＪ増
幅器４０６の第１入力端４０７は、サンプリングユニー
／　ト４００の入力Ｆ、８４０２に接ｂｚされて、測定
ユニット３００からのアナログ信号を受ける。演算増幅
器４０６の出力端４０８は、可制御スイッチ４０９を介
して、増幅部４１１の入力端４１２にＪｇ　ｂされるに
適合したものである。

増幅部４１１の出力端は、演算増幅器４０６の第２入力
端４１４に接続される。可制御スイッチ４０９は、サン
プルホールド回路４０５の入力端４１０に印加された信
号状態により制御される。

この入力端４１０は、単安定素子４２０のａ出力端に接
続され、単安定素子４２０の入力端は。

ユニー／　）　４００の入力端４０１に接続される。こ
の入力端４０１は、クロック１００の出力端１３５に４
Ｒｂｃされ、それにより発生されたサンプリングパルス
を受ける。

同様に第２サンプルホールド回路４０２は、測定ユニッ
ト３００からのアナログ信号を受けるためにサンプリン
グユニットの入力端４０２に４３　ｂｃされたがＩｎ増
幅器４２６を有する。演γＪ増幅器４２６の出力端４２
８は、可変耐外スイー、チ４２９を介して、増幅部４３
１の入力端４３２に接続ｉ＋ｒ能であり、増幅部４３１
の出力は、増幅器４２６の第２入力端４３４にフィード
バックされる。可変制御スイッチ４２９は１回路４２５
の入力端４３０の状態により制御される。この入力端４
３０は、単安定素子４４０のａ出力端に接続され、単安
定素子４４０の入力端はユニット４００の入力端４２１
に接続される。この入力端４２１は参照サンプリングパ
ルスを（ひるために、クロックの出力端４３９に接続さ
れる。

実際には、サンプルホールド回路４０５および４２５は
、アナログ・デバイセズ社から版元されているＡＤ　５
８２４￥！！回路により構成される。この回路によりピ
ーク・トウ・ビーク値１０ポルトのアナログ信号を１ｏ
ｓｓにサンプリングすることができる。更に、サンプル
ホールド回路４０５および４２５は、それぞれの出力端
４１３および４３３にデータを保持するためのホールド
期間、約２５湊Ｓを有し、これは、その下流に接続され
た変換器４５０および４６０により要求される２５４ｓ
の変換時間と完全に釣り合ったものである。

当業社には、測定データが、サンプルホールド回路４０
５中の可変制す１スイー、チ４０９を開閉することによ
りサンプリングされることが容易に理解できよう、この
開閉操作は、クロック１００の出力端１３５かものサン
プリングパルスによりＶ制御される。

同様に、サンプルホールド回路４２５の可変制すｒスイ
ッチ４２９を開閉することにより参照サンプルが取得さ
れ、この開閉操作は、クロック１００の出力端１３９か
らのサンプリングパルスにより制御される。

もちろん、サンプルホールド回路４０５および４２５の
各々は、サンプリングゲートの非本閉止時間および入力
電圧に続く出力電圧のための非零時間を有する。

これらの時間は、理論的には、測定値を歪ませ：、る。

しかしながら、本発明によれば、クコツク１００の出力
ＫＮ　１１３に存在する誘発パルスはサンプリングパル
スに対して遅延されていることが想起される。その結果
、最初に取得されるようなサンプルは、誘発パルスが低
レベルである間に取得され、したがって本領となる。こ
のため、最初の非零サンプルを最初の有効サンプルとし
て取ることにより、サンプリングおよびホールト・プロ
セスにおける遅延は測定値を歪ませることがない。

また、以下に詳述するように、応答曲線の原点の値は、
最初に取得した測定データに基づいて決定するのではな
く、第２および第３１１定価からの外挿によって求めら
れる。

サンプルホールド回路４０５および４２５の出力端４１
３および４３３は、それぞれ、可変利キ１？昭π、；ズ
÷、ｔ　ｌ　５わよび４３５に接絃される。これらの増
幅器は、サンプルホールド回路４０５８よび４２５のグ
イナミ、クレンンおよび出力ｔ　Ａ　／　Ｄｕ　ｍ　２
４４５０８よび４６０の入力ダイナミックレンジと適合
させる４、ＩＪ　３を有する。

最少番こ、増幅器４１５および４３５の出力端４１６８
よび４３６は、それぞれ変換器４５０および４６０の入
力端と接続される。これら変換器は、ＡＤ５７１型回路
に裏回路成される。これらの回路は、サンプリングされ
た入力アナログ信号を１０ビー７ト話に変換する。

ｆ換器４５０および４６０により発生されたディジタル
信号は、それらに対応するデータ・バス４５２および４
６２で入手でき、これらのバスは演算ユニット２００に
接続される。

更１こ、バス４５２および４６２のいずれかで入手され
ると、変換器４５０および４６０は、それぞれの出力端
４５１および４６１に低レベルのデータ・レディ信号ｎ
を発生させる。演算ユニッ）２００で使用すべきディジ
タル・データは、第１１図番こ示すように　それぞれｌ
ｊ安定素子４２０わよび４４０のＱ出力により変換器４
５０および４６０に印加されるＶｌ　ｔＪ！パルスのル
ｔりまで、バス４５２わよび４６２に残る。

この結果、単安定素子４２０および４４０の一方が、七
のひ出力端に高レベル信号を出すと、関連するサンプル
ホールド回路がアナログ信号サンプルを取得する工程に
進む、モして、前記単安定素子のＱ出力が低レベルであ
るので、関連する変換器がその出力をクリアーする。

逆に、単安定素子の一の４信号が低になると、サンプル
ホールド回路は取得したサンプルをホールドし、Ｑ信号
が高となり、関連するＡ／Ｄ変換器が変換を開始する。

ユニ・ト２００ このユニットは、順次信号によりクロ７り１００を制御
して各種の励起パルスおよびサンプリングパルスを発生
させ、且つ慣用の周辺装置５゜Ｏ，６００および７００
ならびに、もしあル場合には、ロボットとの連絡を制御
する働きを有する。この演算ユニットのもう一つの工賃
な機能は３サンプリングおよびＡ／Ｄ変換ユニット４０
０からの信号を演算することである。

クロックのＤＩ　Ｊおよび慣用の周辺装置との連絡の機
能については既に説明したので、以下の説明はユニ、）
４００からのデータの演算のみについて行なう。

第１２ヌに、ブロック表示するように、データ演算は、
順次の５つの主段階からなる。第１は。

初期化ないしはプリセット段１２１０であり１次いで′
：ｒ′ｊｌレンジ・データの取得段階２２０．第２レン
ジ・データの取得段階、第３レンジ・データの取得段階
および最後に取得データを￥際にもｉＩ算する段階２７
０がある。

初期化段階２１０は、演算段階２７０実行に必要な係数
、すなわち後述の段階２７２．２７３．２７４および２
７５におけるパラメータおよび被３１１定キヤパンタの
分類（ステップ２７６）のための許容範囲決定に必要な
係数を導入する働きを有する。

上記したように、データ取得段階は、データ演算前のデ
ータ格納の働きを有し、それぞれクロック１００により
規定される励起パルスおよびサンプリングパルスの三レ
ンジに対応する三つの段階２２０．２４０８よび２６０
に分割される。

第１および第２取得段階２２０および２４０におけるサ
ブプログラムにより、パルス毎に、写リセットにより誘
起されるステップ効果を袖信Ｔるために、クロック１０
０の出力ｘＡ１３５に発生するサンプリングパルス′に
よる３４定サンプルおよびクロ、り１００の出力端１３
９に発生する参照パルスの双方を考にする。

データ格納前に較正を行なう。

次に、第１３図を参照して！７Ｓルンジのデータの取得
段階２２０について説明する。

ステップ２２１の後に、ステップ２２０を行ない、レジ
スタを初期化して、：５１に予め格納した記録データ数
を決定し、第２に第１の記録データのアドレスを決定す
る。

ステ、ブ２２２の次にステップ２２３を行ない、ここで
、出力端２０１に高レベル信号を印加して、これを実行
し、且つ出力端２０２．２０３および２０４に低レベル
信号を印加してこれらを抑止する。

次にシステムがデータ取得レディ状態になる。

但し、取得は、Ａ／Ｄ変換器４５０のラインＨの検査に
も依存する。ラインｎの高レベル信号は、データが変換
されつつあること、ならびにライン］が低となるまで転
送が行なわれないことを意味する。

待時間は、ステップ２２４〜２２７で決定される。

ステップ２２３に続くステップ２２４においては、演算
ユニー／　）はラインＨの状態を読み取り、この状態を
ステップ２２５で検査する。

もしラインｎが高のとき、すなわちデータが変換中であ
るときは、ステー、プ２２５に続いて。

遅延ループを構成するステップ２２６を行なう。

但し、もしラインｎが高でなければステップ２２５の後
にステップ２２４を繰り返す。

ステ、プ２２６において、ｆｒ；Ｉ　ｒＪユニー／　）
　２００はラインＨの状ｊ凪を再び読み取り、この状ｙ
、２；は次のステップ２２７で検査される。

もし、ラインｎが依然として品の場合、すなわちデータ
変換中の場合には、ライン“■１の読１”ｉ’！リスチ
ー、プ２２６を繰り返す。

しかしながら、ライン］が２度目に低となると、すなわ
ちＡ／Ｄ変換が完了すると、ステップ２２７の後に較正
ステップ２２８を行なう。

この較正ステップは、励起パルスの低レベル半サイクル
中の信号の写リセットによるステップ効果を除くことを
目的とする。

ｎ番目の励起パルスの時点ｍで取った測定４３号Ｙｎｍ
の較正は、クロック１００の出力端１３９に発生した参
照サンプリング信号による８照信号を用いて行なわれる
。

より詳細には、較正には、１番目の励起パルスの中の時
点ｒにおいて取った参照サンプルＹ１ｒとｎ番目のパル
スの等価な時点ｒで取った参照サンプルＹｎｒとを使用
する。

校正は次式に従って行なう。

（５）Ｙ′ｎｍ＝Ｙｎｍ−（Ｙｎｒ−Ｙｌ　ｒ）較正ス
テップの次に格納ステップ２２９を行なう。

格納ステップの次に検査ステップ２３０を行なう、ここ
では、演算ユニット２００により格納した測定データ数
が所定の数Ｐと等しいか否かをチェックする。

特に上記の例では、巾０．２４ｓのデータサンプル５０
０４ｙを取るのでＰｍ２Ｏ３である。

検査ステップ２３０による答が否（ノー）であれば、中
間ステ、ブ２３１でデータ格納アドレスを増加した後、
ステップ２２４を繰り返す。

ステ、プ２３０での検査結果が肯定的（イエス）であれ
ば、第ルンジ・データの取得が終了し、ステップ２３０
の次に第２レンジ・データ取得段階２４０を行なう。

次に第１４図を参照して、第２レンジ・データ取得段階
２４０を説明する。

第１４図に示すように１段階２４０は、ステップ２４１
でクロ７り１００をリセットすることから始まる。

ステップ２４１に続いてステップ２４２を行なう、ここ
では、第２取得段階で格納すべき測定データ数および該
第２取得段階での最初のｙＡ定データ用の格納アドレス
を決定するレジスフを初期化する。

ステップ２４２の次にステップ２４３を行なう、ここで
は、演算ユ、ニット２００により、出刃端２０２に高レ
ベル信号を印加してこれを実行し、その出力端２０１．
２０３７−３よび２０４に低レベル信号を印加してこれ
らを抑止する。

かくして、システムが第２データ取得段階のレディ状態
となる。

ステップ２４３に統〈ステップ２４４では、演算ユニー
／　）　２００によりラインｎの状態を読取り、ステッ
プ２４５でこり状態を検査する。

もしライン°〕１が高であるときは、　２１１１定デー
タを変換中であり、ステップ２４５に続いて、遅延ルー
プの一部であるステップ２４６を実行する。

しかし、ラインｎが高でなければステップ２４５の後に
ステップ２４４を繰り返す。

ステ、プ２４６においては、演算ユニット２゜Ｏにより
ラインＨの状態を再び読取り、この状ｒＥＨを次のステ
７プ２４７で検査する。

ライン■が依然として高の場合には、データはまだ変換
中であり、ラインｎの状態読取りステップ２４６を繰り
返す。

もしラインｎが低となったら、Ａ／Ｄ変換は終了であり
、ステップ２４７に続いて較正ステー２プ２４８を行な
う。

校正の方法は、第１データ取得段階についてステップ２
２８で説明したものと同様であり、ｎ番目の励起パルス
のｍ時点で取得した測定信号Ｙｎｎｏについて行なう、
これは、第１励起パルスの時点ｒで取得した参照サンプ
ルＹ１ｒとｎ番目の励起パルスの等価なｒ時点で取得し
た参照サンプルＹｎｒを用いて次式により行なう。

（５）　　Ｙ　　’　　ｎｍ＝Ｙ　　ｎｍ　−（Ｙ　　
ｎ　　ｒ−Ｙ　　ｌ　　ｒ）校正ステー７プ２４８の次
に格、納ステップ２４９を行なう。

格納ステップ２４９の次に検査ステー７プ２５０を行な
う、ここではＩＴ　！ユニット２’ＯＯにより、所定の
数のが２レンジ取得データが格納されているか否かをチ
ェックする。

本実施例では、Ｑ＝５０（各１０励起パルス毎に５の有
効ΔＩＩｆ−タを取得）であり、２０鉢ｓ間隔で５０の
測定データを取得する。

ステップ２５０での検査、結果がノーであれＩｆ　、中
間段階２５１で新しい格納アドレスを規定した後、ステ
ー２プ２４４を作り返す、これは後述する。

しかし、もしステップ２５０での検査結果がイエスであ
れば、第２データ取得段階は完了し、ステップ２５０の
次に第３データレンジの取得段階２６０を行なう。

第２取得段階において、測定データは、第１、第２、・
・・というようなそれらの自然な；側番によって取得さ
れない、むしろ３１１定データは、第１、第６．第１１
．　　・・・第２、第７．築１２゜・・・というような
斜行順序で取得される。これは、各誘発パルスにおいて
、５個のサンプルを取るからである。

このため、ステップ２５１において、演算ユニットによ
り、測定データを取得する実順序に従いＳ１行順序を用
いて３＋１定データの格納アドレスを規定しなければな
らない。

第１４図のフローチャートは、この点で簡単化されてい
る。

フローチャートには、励起パルスの低レベルサイクルに
おいて得た刃側定値を無視することを確保するステップ
は示されていない。

更に、余分なデータの格納を避けるために第１取得段階
で長に格納された測定データの時点に対応するａｌｌｌ
ｌ−タもまた無視される。

また較正段階２２０および２４８を実行するために、　
ＧＩｊ算二ニーｙ　ト２００により、参照サンプルが発
生されているときにこれらを考慮する必要がある。

第３取得段階２６０は、キャパシタの低周波数特性を調
査するのに役立つ。

この第３段階においては、演算ユニー／　ト２００によ
り１本ヤパシタを誘発ないし刺世する単一ステー、プを
、実時間サンプリングパルスとともに直接発生する。

第３取得段階２６０は、次の三つのサブ・ステップに基
づいて実行される。

まず６時ｎ３２ｍｓ．までに１６０濤Ｓの正規のサンプ
リング間隔で２００個のＪ：ｌ＋定データをＪン得する
。

次に時′！Ａ９６　ｍ　ｓまでに８　ｍｓ　Ｉ’ＦＩＩ
　Ｅ　テ９４Ｓｉの測定データを取得する。

最後に１時刻７２０ｍｓまでに４８ｍｓ間隔で１４個の
測定データを取得する。

第３データ取得段階においては、かくして２３３個の測
定データを取得する。

次に、データ演π自体を行なうステップ２７０について
説明する。

演’Ｑ　Ｇ　ｌ’ｈ　２７０は平滑化ステップ２７１か
ら始まり、ここでは、格納した生データを、δＩｌ！定
を実際に行なった順序ではなく、サンプルの自然ｊ順序
に従って平滑化する。

平滑化ステップの目的は、主として量子化誤差および取
得時間誤差からなるランダム歪を減少することにある。

このために移動平均法により平滑化を行なう。

より詳細には１時間間隔１　−１ ｋ　　　ｋ＋ｎ＋１ （ここでに８よびｎは整数）における時刻に＋ｎ／２で
取得したサンプルの平均値ｙ　を次式を用いて規定する
。

しかしながら、信号の変化はレンジの終りよりも最初で
大きいという事実を考慮するために、移動平均を求める
ための取得点の数は、各レンジの最初で小さく、終りで
大きくなるように増加させる。

例として、第ルンジでは、最初の１０点は平滑化されず
１次に３点について平滑化し、レンジの終りでは８点に
ついて平滑化する。

演算ユニットにより次に、後述するステップ２７２．２
７３８よび２７４における各種パラメータを決定する。

しかし、これらステップ２７２．２７３および２７４で
解析されるデータは、ディジタル化した電圧サンプルｙ
　（ｔ　ｉ）でありキャパシタンスサンプルｃ　（Ｂで
はない、これらの二種の値開の関係は次式により与えら
れる。

（１５）Ｃ（ｔ）＝Ｋ　［７（ｔ）＋ａｌこの関係は直
線であるので、出願人は、特性パラメータがステップ２
７２，２７３および２７４における函数ｙ　（ｔ）から
直接中間パラメータの形態で得、次にステップ２７２に
おいてこれら中間パラメータから真のパラメータＣＣＸ
）、　　１／Ｒｓ、Ｃｉ、ＲｉおよびＣｓに変換するも
のと決定した。

真のパラメータについては、以下の関係が成立する。

そして中間パラメータを用いれば、以下のように表現さ
れる。

ここで以下の変化が用いられている。

（１７）　（、∞＝　Ｋ　γＣＸｌ＋　ａ（１８）Ｃｉ
＝にγ１ （１９）Ｃｓ＝Ｋｙ∞＋ａ＋にΣｙｉ（２０）τ１＝Ｒ
ｉＣｉ＝γ１ｐｉ（ ２１）Ｒｉ＝ρｉ　／　Ｋ （２２）Ｒｓ＝ｐｓ／Ｋ まず、ステップ２７２において、演算ユニット２００に
より、中間パラメータγＳおよび１／ｐｓを決定する。

パラメータ１　／　ｐ　ｓは長時間経過後の曲線の勾配
より求められる。

パラメータγＳは勾配を原点に延長することにより求め
られる。

′より詳細には１曲線の勾配は１例えば時点３２ｍｓ．
９６ｍｓおよび７２０　ｍ　ｓというように各種の点で
決定され、勾配値が相対的に比較される。

もし、三つの勾配値が全て等しければ、これは１／２τ
３２ｍｓ＝５Ｈ２の周波数領誠において、励起パルスが
ｌ／ρＳに等しい−Ａ電度挙−ζ５を有することを示す
。

次にパラメータγＳを次式を用いて求める。

（２３）γ５＝ｙ２００−２００／ρＳここで１／ρＳ
は２００＠目の点における勾配でありｙ２００は２００
番目の点における測定電圧値である。

もし最初の勾配（３２ｍｓにおけるもの）が後の二つの
勾配（９６ｍ　ｓおよび７２０ｍｓ）と異なり、後の二
つの勾配が等しい場合には、演算ユニラｈ２００により
、キャパノタの−ｉ　ｉＩＬ＋１挙動が９６ｍｓの勾配
により、すなわらｌ／２π９６ｍｓχ１．６Ｈｚｉ；Ｊ
上の周波数にわいて、決定されるものと見なされる。

パラメータγＳを次いで式（２３）と等価の関係に基づ
いて決定する。

しつ）し　もし三つの勾配が全て異７２已ときには、こ
れは長期間にわたって変化する緩和現象の存在を示す。

二番目に、ステップ２７３において、演算ユニット２０
０により中間パラメータγ（１）を決定する。

理論的には、γ■は最初の格納値に対応する。

しかし、この点は、応答の初期におけるサンプリング時
点および最初の格納期間の値における不正確性に基づい
て歪んでいる。

このため、ならびに本発明に従って、パラメータγＳは
第２および第３の格納点からの外挿によって決定される
。

より詳しく１±、本発明に従い、ｎ２および第３のＩ飄
をＸ輛に区長する： （３）ｔ２−３δＴ／２ ここでｔ２は第２の格納点におけるサンプリング時点で
あり、δＴはサンプリング間隔を示す。

以下の理由により式（２０）が導かれる：応答の真の原
点の時ｔ′０は不知である。第１の点が理想的な時点に
おいてサンプリングされた場合には、これはｔ２−δＴ
に等しい、逆の極端な場合には、これはｔ２−２６Ｔに
等しい、これから平均の時間原点はｔ　Ｏ＝　Ｌ　２−
　（３／２）δＴにあることを意味する。

出願人は、上記プロセスにおける真の時間原点の間１ｔ
２−２５Ｔ≦ｔ　’Ｏ≦ｔ２−５Ｔの不ＴＥ確性および
ＷＬ幅に関する不正確性の双方に基づく誤差である。パ
ラメータγ（１）の決定における誤差は無視し得るもの
であることを見出した。

三番目に、ステップ２７４において、演算ユニット２０
０により、中間パラメータ１／ρｉ８よびγｉを決定す
る。

単一の緩和領域を考慮すると、初期勾配がｌ／ρｓ＋ｌ
／ρｉに等しいので、中間パラメータ１／ρ五は、理論
的には、初期勾配から導電度項１／ρＳをａｔ　３２す
ることにより求められる。すると、中間パラメータγｉ
は式γｉ＝γＳ−γ（至）により求められる。

複数の別の緩和′ＸＪｙＬが存在する場合には、ｘ５４
１／ρｉおよびτｉは、第４図および第５図を参′カし
て説明したように、勾配の解析 により求められる０項γｉは次いで式 ％式％ より求められる。

実際は、各レンジにおける点が、正規の時間間隔あるい
はサンプリング間隔に隔てられていることが有利に出〈
。

勾配λ（１）を決定する代りに、二つの測定データの差
を単に用い１曲線ｇ　（ｔ）　＝δＴ・入（１）を求め
れば、これは勾配入（１）に比例する。

次いで緩和時間を曲線ル′（ｌｏｇ　　ｔ）の極大を検
出することにより求める。

しかし、時間のかかる対数計算を避けるために一定の比
Ｋ（例えば２に設定）を有するＸ他領ｔａとｔｂにおけ
るｕ−（ｔ）曲線のＹｆｉｊ値の差を蛍に取る。これに
より、計算に用いた二つの時点ｔａとｔｂとの幾何平均
の点における曲線の勾配用′　（１０ｇ　　ｔ）が与え
られる。

そのレンジにおける利用可能な最後の時点までｔａを１
１１４次、時点ｔ１、ｔ２．ｔ３＠−６Ｌｉに取り、且
つ各ｔａをそれぞれｔｂ、すなわちｔ２、ｔ４．ｔｓ・
−・ｔ２ｉと関連付けることにより計算を行なう。

各レンジにおいて取った勾配は、したがって時刻ｎへパ
２６丁に対応する。

これに基づき、フォスター・モデルの各動作分岐の緩和
τｊを、曲線濤′　（ｌｏｇ　　ｔ）の極大のＸ他領を
検出することにより決定する。

ｔｊの両側の極小のｘ　ｈｈ　イ〆１ｔ」およびｔ　ｊ
＋１も注目される。これらの時点は、第４図と第５図を
比較すると分るように、ｇ（ｔ）曲線における段差の存
在に対応する。

シ（算ユニット２００により１次いで時点ｔｊおよびｔ
」＋１にわけるＹ軸値延（ｔ　ｊ）および涛（ｔｊ−’
、１）を検出する。これらＹ他領の差（体（ｔｊ＋１）
−座（ｔ　ｊ）　）は、直接に値ｌ／τｉを与え、した
がって値τｉを与える。

°゛測定理論パの項で前に説明したように、各誘発パル
スに対する繰り返し応答が、各パルス期間の終りまで、
またτｉ＜＜Ｔの場合にはｌに等しい修正係ａ１　／　
（１＋　ｅ　ｘ　ｐ　（−Ｔ　／　τｉ　）　）の範囲
内で、単一ステップの初期応答と同等である。

三つの取得レンジが重なる限り、０．５７に等しい等価
時点までデータを用いる必要はない。

したがって、上記修正係数はｌに非常に近く、対応する
修正プロセスは無視可能である。

＠後に、上記したようにステップ２７５に関して演算ユ
ニー／　）　２００により１、式（１７）〜（２２）の
関係を用いて前記中間パラメータにノ、（づき真のパラ
メータを決定する。

中間パラメータは以下の理論に基づいて真のパラメータ
に変換される。

測定ユニ７ト３００からの出力信号は次の関係に従う。

ここでＶは励起パルスの振幅を示し、Ｇはシステムの利
得を示し、Ｈは参照キャパシタの端子に接続された零化
装置に基本的に支配される定数を示す。

式（２４）より次式が導かれる。

（２５）　　Ｃｘ　（ｔ）　＝Ｋｖ’　（ｔ）　＋Ｈ’
＝Ｋ　（ｖ’　（ｔ）　＋Ｈ’／Ｋ）ここでに＝Ｃｒ／
ＶＧ、Ｈ′＝ＫＨである。

これらの値におよびＨ′は、二つの参照キャパシタを用
いて当初に測定され、その後これらの値は格納される。

次いで中間パラメータは、式（１７）〜（２２）ならび
に格納された係数におよびａを用いて真のパラメータに
転換される。この係数ａは係数Ｈ′とａ　＝　Ｈ′／　
Ｋで関係づけられ以下のようになる。

（２６）Ｃ（ｔ）＝Ｋ　（ｙ　（ｔ）＋ａ）最後に、ス
テップ２７６で演算ユニー、）２００によりキャパシタ
を分類する。

この分類の目的は、当該キャパシタが特定の生産工程で
規定された規格を満たすか否かを検出し、したがって生
産特性を監視することにある。

キャパシタの分類のために、パラメータ（：∞Ｈｅ３、
Ｃ５ｔｓｅｓ７３よびＲｔｉｅｓを、初期化ステップ２
１０でメモリーに格納した理想パラメータＣ■ｔｈ。

Ｃ５ｔｈ、Ｆｌｔｈと比較する。

実パラメータと対応する理想パラメータの差が、格納さ
れた許容差の範囲内にあるときには、「合格」の信号が
発せられる。

実際には、ステップ２１０で格納される許容差は、名目
（＋Ｑ　Ｃｎのあるパーセンテージ（±Ｘ％）である。

すなわち、演算ユニットにより次の減算を行なう。

（２７）　　　１ｃｃｏｌｌｌｅｓ　−Ｃ∞ｔｈｌ−（
ｘＣｎ）／１００もし、差（２７）が正であれば、値Ｃ
Ｏｏは許容範囲外であり、演算ユニー／　）　２００に
よりキャパシタＣｘが不合格であることを示す信号を出
す。

しかし、差（２７）が０以下である場合しこは。

演算ユニット２００により、出品キャパシタがパラメー
タＣ■に関しては満足なものであることを示す「合格」
の信号を出す。

次いで演算ユニット２００により、同様にパラメータＣ
ｓおよびＲｉに関して進める。

これらの３パラメータに関する三つの分類手続の結果は
、メモリーに格納される。

格納した信号は、ロボット８００に用い、これを分類機
械として機能させることができる。

″Ｔノ類は　誇容試にに用いた三つのパラメータの全て
にノ、（づいて行なってもよいし、あるいは三つのパラ
メータの各々を別々に考にして行なってもよい。

８然のことながら１本発明は上記実施例に限定されるも
のではγ〈、特許請求の範囲内でのいかなる変形にも及
ぶものである。

例えば、ステップ２７４において、パラメータｌ／ρ１
８よびＣｉを評価するために、勾配入（１）を決定する
必要はない。

このためには、以下の手順が用いられる：（２Ｂ）　　
Ｃ１（ｔ）　＝Ｃ（ｔ）　−ｔ／Ｒ５もし、ｊ旨ｔ′Ｉ
成分を分ツすると、【夕τｉについて極端なイ〆１が得
られる。

このときは、ステップ２７４におけるも；１算アルゴリ
ズムは、「最閂勾配」項ｔ／γＳを除いて開始し１次い
で函１’ｊ　（ｄ　Ｃ１／　ｄ　ｕ　）の極小イ〆１を
求める。これらの極小値により時点ｔｊ＝τｊ＝Ｒｊ−
Ｃｊが与えられる。

最後に上記時点ｔｊを式（２８）の函数０１（１）に入
れることにより、 の値が求められる。

演算ユニット２００は１例えば、シーメンス社から重置
されているＥＣＢ８５ｇマイクロプロセッサ・カードに
より構成される。このカードは、８０８５マイクロプロ
セツサ、８１８５型二平行入力／出力端末、ＩＫバイト
の読取専用メモリ（ＲＡＭ）、モニタープログラム、お
よびキーボード６００とのインターフェースな与える８
２７９型回路を使用する。

【図面の簡単な説明】

第１図はフォスターモデル図、 第２図は本発明による装こに用いる測定η回路図。 第３図は虫−レベルの誘発に対する応答曲線。 第４図は、、ＪＩ８答の勾配曲線、 第５図は、該応答勾配の導函数曲線、 力６　ａ　’Ａは、複数の誘発パルスバーストオよびサ
ンプリングパルスを含む１テストサイクルの２表。 第６ｂ図は、第１パーストの誘発パルス、それに対する
応答、およびサンプリングパルスの波形図。 、７Ｓ　Ｓ　ｃ図は、第２バーストの誘発パルス、それ
に対する応答、およびサンプリングパルスの波形図、 第７図は、未発明装この概要を示すブロックχ。 第８図は本発明装置に含まれるクロ７り回路の回路図。 第９図は第８図のクロックの各種の点における信号波形
図、 第１０図は１本発明装置に含まれる測定ユニットの回路
図。 第１１図は１本発明の試験装置に含まれる集積Ａ／Ｄ変
換器奢有するサンプリングユニー２トの回路図、 第１２図は、本発明装置によって達成されるサンプル演
算の概要を示すフローチ〒−トヱ１３図は、第２レンジ
サンプルの取得に関するより詳ＭＥなフローチャート。 第１４図は、第２レンジサンプルの取（ひに関するより
詳細なフローチャート。 第１５図は、サンプル取１１ｉ後のｂｉ［ｎに関するフ
ローチャートである。 え五謬：第゛７図。 茶Ｉ　２ 某４　目　　　　　　　　　茶５２ 甚　ｅ４　回　　　嘉ブバースト 基　６Ｃ回　　第２バースト プンアリンク゛　−几−−几−ＪＬ’ＬＪＬ−几一”Ｌ
ＪＪＬ−几−−几一一几−３ｎ−＄１２　図 亭２レンジｘＬ＃ＩＩｊ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、下記の工程を包含することを特徴とするキャパシタ
   および誘電体の試験方法： （１）測定列に参照インピーダンス（Ｃｒ）と直列に被
   測定体（Ｃｘ）を挿入する工程、 （２）該測定列に繰り返し誘発パルスを印加する工程、 （３）該誘発パルスの各非動作半サイクルにおいて参照
   インピーダンス（Ｃｒ）の端末の電圧を零とする工程、 （４）各誘発パルスの誘発パルスに対して順方向に移動
   する時点において参照インピーダンス（Ｃｒ）の端末に
   おける応答をサンプリングする工程、および （５）サンプル値を解析してフォスター・モデルによっ
   て被測定体のパラメータを求める工程。 ２、参照インピーダンス（Ｃｒ）がキャパシタである特
   許請求の範囲第１項に記載の試験方法。 ３、参照キャパシタ（Ｃｒ）が、被測定体のキャパシタ
   ンスの約１０００倍の大きさのキャパシタンスを有する
   特許請求の範囲第２項に記載の試験方法。 ４、繰り返し誘発パルスを印加しサンプリングを行なう
   工程（２）および（４）が一のバーストから次のバース
   トへと増加するパルス期間を有する複数のパルス・バー
   ストとして構成される特許請求の範囲第１項に記載の試
   験方法。 ５、工程（２）および（４）が下記工程を順に有する特
   許請求の範囲第４項に記載の試験方法：第１シリーズの
   一定期間の誘発パルスを、該誘発パルスの期間よりも若
   干長い一定期間の一連のサンプリング・パルスとともに
   印加する工程；第１シリーズの誘発パルスよりも相当に
   長い一定期間の第２シリーズの誘発パルスを、該誘発パ
   ルス期間の分集合よりも若干長い一定期間の第２シリー
   ズのサンプリングパルスとともに印加する工程；および 長期間の単一誘発パルスを、次第に増加する間隔におけ
   るサンプリング・パルスとともに印加する工程。 ６、第１シリーズの誘発パルスの期間が約２００μｓ、
   第２シリーズの誘発パルスの期間が約２ｍｓ、最後の誘
   発パルスの巾が７００ｍｓより大である特許請求の範囲
   第５項に記載の試験方法。 ７、工程（４）の少なくとも一部において、誘発パルス
   に対応する二つの連続したサンプリングパルスの時間差
   が約０．２μｓである特許請求の範囲第１項に記載の試
   験方法。 ８、誘発パルスの負荷時間比が約１／２である特許請求
   の範囲第１項に記載の試験方法。 ９、工程（５）が下記の工程を包含する特許請求の範囲
   第１項に記載の試験方法： （５ａ）応答の最終勾配によりフォスター・モデルのパ
   ラメータ１／Ｒｓを代表させる工程；および（５ｂ）応
   答の初期漸近値によりフォスター・モデルのパラメータ
   Ｃｓを代表させる工程。 １０、工程（５ａ）が、異なる時点における応答を比較
   し、複数の連続する時点における勾配が等しいと認めら
   れるときにその勾配を最終勾配とすることからなり、工
   程（５ｂ）が最終勾配とｎ番目のサンプルのＸ軸値との
   積を、ｎ番目のサンプルの該値から減算して、初期漸近
   値を決定することからなる特許請求の範囲第９項に記載
   の試験方法。 １１、工程（５）が、応答の初期値によりフォスター・
   モデルのパラメータＣ∞を代表させる工程（５ｃ）を包
   含する特許請求の範囲第１項に記載の試験方法。 １２、工程（５ｃ）が、第２および第３のサンプルから
   外挿し、平均の時間原点ｔ０を次式ｔ０＝ｔ２−（３δ
   Ｔ／２） （ここで、ｔ２は第２サンプルの取得時点を示し、δＴ
   はサンプリング間隔を示す）により求めることにより、
   応答の初期値を決定することによりなる特許請求の範囲
   第１１項に記載の試験方法。 １３、工程（５）が下記工程を包含する特許請求の範囲
   第１項に記載の試験方法： （５ｄ）応答勾配曲線におけるステップの振幅によりフ
   ォスター・モデルのパラメータ１／Ｒｉを代表させる工
   程；および （５ｅ）応答勾配の導函数における極大のＸ軸値により
   フォスター・モデルの各種Ｒ−Ｃ分岐の緩和時間を代表
   させる工程。 １４、解析工程（５）が、サンプルに基づいて決定した
   パラメータｙ（ｔ）を、直線関係：Ｃ（ｔ）＝Ｋ（ｙ（
   ｔ）＋ａ）（ここでＫおよびａは定数）により変換して
   キャパシタンスに関するパラメータを求める工程を包含
   する特許請求の範囲第１項に記載の試験方法。 １５、二つの参照キャパシタＣｒ１およびＣｒ２を測定
   列中に直列に配置し、式ｖ′＝（ＶＧＣｒ１／Ｃｒ２）
   −ａ（ここで、Ｇはシステムの利得、ａは測定列を零に
   するための加算定数）により求まる振幅Ｖの単一誘発ス
   テップに対する応答ｖ′（ｔ）を検出することからなる
   予備工程を包含し；更に工程（５）が、係数Ｇおよびａ
   に基づき、フォスター・モデルに従いキャパシタンスパ
   ラメータＣ（ｔ）を求めるために且つ式Ｃ（ｔ）＝Ｋ（
   ｙ（ｔ）＋ａ）を用いて、測定値ｙ（ｔ）を較正する工
   程を包含する特許請求の範囲第１項に記載の試験方法。 １６、サンプルから決定したパラメータに基づいて試験
   体を分類するその後の工程を包含する特許請求の範囲第
   １項に記載の試験方法。 １７、各誘発パルスについて該パルスに対して一定であ
   る時点ｒにおいて、参照サンプルＹｎｒを取り、解析工
   程（５）に先立って各サンプルＹｎｍを、 Ｙ′ｎｍ＝Ｙｎｍ−（Ｙｎｒ−Ｙ１ｒ） （ここでＹｎｒはｎ番目の誘発パルスにおいて取った参
   照サンプルを示し、Ｙ１ｒは第１の誘発パルスにおいて
   取った参照パルスを示す）の関係に基づいて、較正する
   工程を更に包含する特許請求の範囲第１項に記載の試験
   方法。 １８、誘発パルスをサンプリングパルスに対して遅延時
   間を有する各試験プロセスの初期から発生させ、非零値
   を有するサンプルのみを考慮する特許請求の範囲第１項
   に記載の試験方法。 １９、測定データの演算に先立って、測定データを移動
   平均化法により平滑化する工程を更に含む特許請求の範
   囲第１項に記載の試験方法。 ２０、下記を包含するキャパシタおよび誘電体の測定装
   置： 測定列に参照インピーダンスと直列に被測定体を受容す
   るに適した測定ユニット； 該測定列に繰り返し誘発パルスを印加するに適したクロ
   ック； 該誘発パルスの各非動作半サイクルにおいて参照インピ
   ーダンスの端末の電圧を零にリセットするための手段； 各誘発パルスにおける参照インピーダンスの端末で得ら
   れる応答に感応し、誘発パルスに対して順方向に移動す
   る時点において前記応答をサンプリングするサンプリン
   グ・ユニット；および該サンプリング・ユニットで取得
   したサンプルを解析し、フォスター・モデルに従って被
   測定体のパラメータを求める演算ユニット。 ２１、参照インピーダンスがキャパシタである特許請求
   の範囲第２０項に記載の試験装置。 ２２、参照キャパシタが、被測定体のキャパシタンスの
   約１０００倍の大きさのキャパシタンスを有する特許請
   求の範囲第２１項に記載の試験装置。 ２３、測定ユニットが、測定列に挿入された参照インピ
   ーダンスを較正する手段を包含する特許請求の範囲第２
   ０項に記載の試験装置。 ２４、サンプリング・ユニットがアナログ・デジタル変
   換器を包含する特許請求の範囲第２０項に記載の試験装
   置。 ２５、演算ユニットによりクロックを、該クロックが一
   のバーストから次のバーストへと増加する期間を有する
   誘発パルスの複数の連続するバーストを発生するように
   制御する特許請求の範囲第２０項に記載の試験装置。 ２６、クロックにより、 一定期間の誘発パルスの第１のバーストを、該誘発パル
   スの期間よりも若干長い一定期間の一連のサンプリング
   パルスとともに； 第１バーストの誘発パルスよりも相当に長い一定機関の
   誘発パルスの第２のバーストを、該誘発パルス期間の分
   集合よりも若干長い一定期間のサンプリング・パルスの
   第２のバーストとともに；および 長期間の単一誘発パルスを、次第に増加する間隔におけ
   るサンプリング・パルスとともに、順次発生させる特許
   請求の範囲第２０項記載の試験装置。 ２７、第１バーストの誘発パルスの期間が約２００μｓ
   、第２バーストの誘発パルスの期間が約２ｍｓ、最後の
   誘発パルスの巾が７００ｍｓより大である特許請求の範
   囲第２６項に記載の試験装置。 ２８、クロックが、主発振器；該主発振器により駆動さ
   れ、各種期間の誘発パルスを発生する複数の周波数分割
   器；該分割器の出力端に結合され、演算ユニットにより
   選択的に駆動されるＡＮＤゲート；前記ＡＮＤゲートの
   それぞれの出力端にその入力端が結合され、その出力に
   より前記誘発パルスを与えるＯＲゲート、を備える特許
   請求の範囲第２０項記載の試験装置。 ２９、クロックが主発振器により駆動され、各種期間の
   誘発パルスのサンプリング・パルスを発生する第２シリ
   ーズの周波数分割器；該第２シリーズの周波数分割器の
   それぞれの出力端に結合され、前記第１シリーズのＡＮ
   Ｄゲート中の関連する一のＡＮＤゲートと同期して演算
   ユニットにより選択的に駆動される第２シリーズのＡＮ
   Ｄゲート；およびその入力端前記第２シリーズのＡＮＤ
   ゲートの出力端と結合され、その出力により前記サンプ
   リング・パルスを与える第２のＯＲゲート；を更に包含
   する特許請求の範囲第２８項に記載の試験装置。 ３０、クロックにより、参照サンプルを取得するために
   、各誘発パルスの一定時点において補助サンプリング・
   パルスをも発生させる特許請求の範囲第２０項に記載の
   試験装置。 ３１、測定ユニットが、前記測定列とサンプリング・ユ
   ニットの間に順に、非常に大きな入力インピーダンスを
   有する減結合部と、少なくとも一の増幅部とを有する特
   許請求の範囲第２０項記載の試験装置。 ３２、測定列と減結合部の結合部がスクリーニングされ
   る特許請求の範囲第３１項に記載の試験装置。 ３３、参照インピーダンスの端末電圧を零にリセットす
   る手段が非常に大きな出力インピーダンスを有する特許
   請求の範囲第２０項に記載の試験装置。 ３４、電圧零リセット手段が電界効果トランジスタを包
   含する特許請求の範囲第３３項に記載の試験装置。 ３５、サンプリング・ユニットが、継続配列されたサン
   プルホールド回路、増幅部、およびアナログ−ディジタ
   ル変換器を包含する特許請求の範囲第２０項に記載の試
   験装置。 ３６、サンプルホールド回路が、その出力端でデータを
   ２５μｓ以上、保持する特許請求の範囲第３５項に記載
   の試験装置。 ３７、サンプリング・ユニットが二つの同様な平行列を
   包含し、その一方は測定サンプル用であり、他方は参照
   サンプル用であり；各列は継続配列されたサンプルホー
   ルド回路、増幅部およびアナログ−ディジタル変換器を
   有する特許請求の範囲第３５項または３６項に記載の試
   験装置。