JPS6154193A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は、主として放電灯の点灯装置または点灯調光
装置として用いる電源装置に関するものである。

〔背景技術〕

第９図および第１Ｏ図に従来例を示す。交流電源１にダ
イオードブリッジＤＢ、の正の出力端に定電流チョーク
Ｌ１を介してプッシュプル型のインバータＩｎが接続さ
れている。すなわち、定電流チョークＬ１は発振トラン
スＴの１次巻線ｎ１の中間タップに接続され、１大巻Ｗ
Ａｎ１の両端間にコンデンサＣ８を接続している。スイ
ッチングトランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタをそれぞれ
コンデンサＣ６の各端子に接続し、エミッタはダイオー
ドブリッジＤＢ１の負の出力端に接続している。発振ト
ランスＴの巻線ｎ３は発振電圧を帰還する帰還巻線であ
り、スイッチングトランジスタＱ１．Ｑ２のベース端子
間に接続されている。

発振トランスＴの２次巻線ｎ２に、限流チョークＬ２と
放電灯りの直列回路の複数組を並列に接続している。ス
イッチングトランジスタＱ１．Ｑ２のベースに抵抗Ｒ，
，Ｒ２を接続し、抵抗Ｒ１゜Ｒ２の他端を互いに接続し
、この接続点とエミッタとの間にバイアス電圧を印加す
るための直流型ｇＥＳを接ｙεしている。ダイオードブ
リフジＤＢ１の正の出力端と直流電源Ｅｓの正極端子と
を起動抵抗Ｒ６を介して接続している。直流電源Ｅｓの
負極端子とダイオードブリッジＤＢ、の負の出力端とを
接続している。

次に動作について説明する。

交流電源１を投入゛すると、起動抵抗Ｒ８を通じてスイ
ッチングトランジスタＱ１．Ｑ２にベース電流が流れ、
両方のトランジスタＱ、、Ｑ２が導通しようとするが、
トランジスタＱ１．Ｑ２の直流増幅率ｈＦゆのばらつき
等トランジスタＱ１゜Ｑ２のコレクタ電流が異なると発
振トランスＴの１次巻線ｎ１に電圧が誘起される。この
ため帰還巻線ｎ３によってトランジスタＱ１．Ｑ２のベ
ース端子にこの電圧が帰還され、コレクタ電流の多い方
のトランジスタをオンさせ、他方のトランジスタをオフ
する。こうしてインバータＩｎは起動され１大巻ＬＳｎ
１とコンデンサＣ８でＬＣ発振を行ない、２次巻線ｎ２
に高周波電圧を得、放電灯りを点灯させる。

この発振周期はコンデンサＣ８と発振トランスＴの１次
巻′ｂＡｎ、側からみた負荷のインダクタンス成分との
共振周波数で決定されるため、間引き点灯や放電灯寿命
末期での不点等による灯数低減により負荷のインダクタ
ンス成分が増え、周波数が低下し、また出力電流低減に
より発振トランスＴの洩れインダクタンスでの電圧降下
が低減するため出力電圧Ｖが増加する。

そのため、点灯している放電灯りのランプ電流が増加し
、寿命の低下をきたし、また出力電圧■の増加により、
ｖ＞６００（Ｖ）となれば、配線規定により高圧とみな
され、特殊な接地が必要となる。

また、交流電源１とダイオードブリッジＤＢ。

の中間に第１０図に示すような位相制御による調光器Ｒ
ｅを挿入して調光する場合においても、灯数変化により
出力電圧周波数が変わるためランプ電流が変動し、灯数
が少ないと調光による節電効果が損われたり、調光器Ｒ
ｅの同一の設定でも灯数によって異なった調光比になる
という問題かあ・った。

〔発明の目的〕　　。

この発明の目的は、例えば放電灯点灯装置における点灯
灯数の変動や調光など動作負荷■の変動にかかわらず負
荷電流の変動を抑；ｈｌｌすることができる電源装置を
提供することである。

〔発明の開示〕

この発明の電源装置は、直流または整流電圧を高周波電
圧に変換するインバータおよびこのインバータの入力側
に接続したスイッチング素子を存する出力回路部と、こ
の出力回路部の前記インバータの出力側に並列接続され
る負荷群の動作負荷量を前記スイッチング素子の導通位
相に対応する電気量と出力電流に対応する電気量との差
をもって検出する動作負荷量検出回路と、この動作負荷
量検出回路の出力に基づいて前記インバータの出力電圧
を検出動作負荷量に応じて負荷電流がほぼ一定になる状
態に前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御
回路とを備えたものである。

この構成において、処理上、スイッチング素子の導通位
相に対応する電気量は導通位相を電圧に変換したものが
よく、一方、出力電流に対応する電気量は負荷電流をピ
ンクアンプしてこれを電圧に変換したもののほか、出力
周波数が出力電流に対応することから出力周波数をピッ
クアップしてこれを電圧に変換したものでもよい。

この発明によればつぎの作用がある。

すなわち、動作している負荷の数ｎと、スイッチング素
子の導通位相φとの関係において、出力電流Ｉ、出力電
圧■は、 Ｉ＝ｆ　　（φ、ｎ）　　　　　　　　　　　・・・・
・・■Ｖ＝ｇ　（φ）　　　　　　　　　　　　　・・
・・・・■なる関数で表わされる。

それぞれについて全微分をとると、 ｄｌ＝（つｒ７３Ｊφ）ｄφ＋＜３ｒ７つｎ）ｄｎ・・
・・・・■ ｄＶ＝　（つｇ／〕φ）ｄφ　　　　　　　・・・・・
・■動作負荷量の変動による影響を知るには■、■式の
差をとればよく、 ｄ（Ｖ−１） −（（’ａｇ／？ｌφ）　−（′ａｒ／９φ））　　ｄ
φ−（つｆ／′？３ｎ）ｄｎ　　　　　　　　　・・・
・・・００式の右辺第１項が０になるように設定すれば
、ｄ　（Ｖ−■）＝−（’″ａｆ　／’ａ　ｎ）　ｄ　
ｎ　　　−−■となり、動作負荷数ｎによって変化する
量を知ることができる。

■、■式のように、■はφ、ｎの関数であり、■はφの
関数であるから、φと１によってｎを求めることができ
る。

そして、この発明によれば、例えばφを変換した電圧Ｖ
≠と、Ｉを変換した電圧■１との差ＣＶｐ−Ｖ、）をも
ってスイッチング素子をスイッチング制御して、インバ
ータの出力電圧が動作負荷量に応じて出力電流をほぼ一
定に保つような値に調整するから負荷の寿命低下が防止
されるとともに、ねらった省エネルギー効果が減殺され
ないのである。

実施例 この発明の第１の実施例を第１図ないし第３図に基づい
て説明する。

交流電源１に接続した調光器Ｒｅは第１０図に示すよう
に、トライアックＴＲと制御部３と３出力端子ａ、ｂ、
ｃを有しており、トライアックＴｌ？を制御して端子ｃ
、ｂ間の出力電圧を調整するものである。

調光器Ｒｅの端子す、ｃに接続された主回路において従
来例（第９図）と異なる構成はつぎのとおりである。す
なわち、ダイオードブリッジＤＢ１の正の出力端にサイ
リスタＳ１のアノードを接続し、カソードを定電流チョ
ークＬ１に接続している。アノードとカソードとの間に
抵抗Ｒを接続している。また、カソードとゲートは制御
回路ＣａｎにおけるパルストランスＰＴの出力端子に接
続されている。発振トランスＴの第２の２次巻線ｎ４が
制御回路ＣｏｎにおけるダイオードブリッジＤＢ３の入
力端子に接続されている。また、発振トランスＴの２次
巻線ｎ２に直列に出力電流検出用のカレントトランスＴ
１の１次巻線を接続し、その２次巻線を制御回路Ｃｏｎ
におけるダイオードブリッジＤＢ２の入力端子に接続し
ている。

インバータＩｎなど、主回路における他の構成は従来例
（第９図）と同様である。なお、Ｔ２は、その１次巻線
を放電灯りの両端に接続した予熱トランスであり、その
２次巻線はフィラメントに接続されている。

制御回路Ｃｏｎは、調光器Ｒｅでの調光位相より遅らせ
てサイリスタＳ１を導通させるものである。以下、その
構成を説明する。

ダイオードブリッジＤＢ１の出力端に抵抗Ｒ４゜Ｒ５の
直列回路を接続し、その接続点をトランジスタＱ３のベ
ースに接続している。そのエミッタはダイオードブリッ
ジＤＢ、の負の出力端（以下、「マイナスライン」とい
う）に接続され、コレクタはトランジスタＱ４のベース
に接続されている。

トランジスタＱ４のエミッタはマイナスラインに接続さ
れ、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ２を接続し、
コレクタにプログラマブル・ユニジャンクション・トラ
ンジスタ（以下ＰＵＴと記載する）２のアノードを接続
している。ＰＵＴ２のカソードをパルストランスＰＴの
１次巻線を介してマイナスラインに接続している。

インバータＩｎの出力端に設けられたカレントトランス
Ｔ１より２次コイルをダイオードブリッジＤＢ２に接続
し、ダイオードブリッジＤＢ２の出力端に抵抗Ｒ，ｏ、
Ｒ，が直列に接続され、抵抗Ｒ８の両端に平滑コンデン
サＣ４が接続されている。両抵抗ＲＩＯ５Ｒ８の接続点
が抵抗Ｒ８を介してマイナスラインに接続されている。

抵抗Ｒ０の両端に平滑コンデンサＣ５が接続され、その
正極端子がサイリスタＳ１のカソードに接続されている
。

抵抗Ｒ８の両端電圧■８は抵抗Ｒ９の両端電圧Ｒ９とは
逆極性となっており、その差電圧■に二（Ｖ９−Ｖ８）
をＰＵＴ２のゲート電圧としである。

発振トランスＴの２次巻線ｎ４が制御回路Ｃｏｎにおけ
るダイオードブリッジＤＢ３の入力端子に接続されてい
る。ダイオードブリッジＤＢ３の出力端子に抵抗Ｒ１□
とコンデンサＣ３との直列回路が接続され、コンデンサ
Ｃ５の両端にツェナーダイオードＺＤを接続している。

ツェナーダイオードＺＤのカソードより抵抗Ｒ６，Ｒ７
をそれぞれ介してトランジスタＱ３．Ｑ、のコレクタに
接続している。

つぎに動作を説明する。第２図は動作波形を示す。調光
器Ｒｅより調光信号が入力されるとダイオードブリッジ
ＤＢ、の出力電圧■Ｄ［１）は図ｆｋ）のようになる。

この電圧によりトランジスタＱ３をオン、トランジスタ
Ｑ４をオフさせ、トランジスタＱ４のコレクタ・エミッ
タ電圧■。Ｅを上昇させる。

トランジスタＱ４がオフになる位相からのぢ、コンデン
サＣ２が抵抗Ｒ７を通じて充電される。

コンデンサＣ２の充電電圧がゲーＩ−電圧■えより高く
なるとＰＵＴ２が導通ずる。これにより、コンデンサＣ
３に蓄積された電荷をパルストランスＰＴを通じて放電
させ、サイリスタＳ１に調光信号より一定位相遅延させ
てトリガパルスを与え導通させる（第２図＋１）．　（
ｍｌ参照）。

この位相時間を定めるゲート電圧■えは（Ｖ９−Ｖ８）
として与えられるが、以下これについて説明をする。

ＰＵＴ２のゲート電圧ＶＫは、灯数変化および調光比に
よって変化するものであり、調光器Ｒｅで設定された所
定の位相から灯数変化に対応してサイリスタＳ１が導通
するまでの遅れ位相Δφを設定する。

灯数が多い場合には、遅れ位相Δφが小さくなるように
ゲート電圧■えを低くし、逆に灯数が少ない場合には遅
れ位相Δφが大きくなるようにゲート電圧■えを高くす
る。このようにして、灯数変化にかかわらずランプ電流
の変動を抑制するのである。

すなわち、灯数変化にかかわらずランプ電流を一定に保
つ遅れ位相Δφは、インバータＩｎの出力電流Ｉとの関
係において第３図（Ａ）のような特性をもつ。

第２図の（１）、　　（ｍ）からインバータＩｎの出力
電圧■と遅れ位相Δφに関するコンデンサＣ２の充電電
圧の特性は第３図（Ｂ）の第３象限のよ−うになる。こ
の第３象限を介して第４象限の特性（第３図（Ａ）と同
じ）をゲート電圧■３に置き変えたものが第３図（Ｂ）
の第１象限の特性である。

すなわち、灯数変化による遅れ位相Δφはゲート電圧■
えの変化としてとらえるとこができる。

このゲート電圧■えを、サイリスタＳ１のカソードとマ
イナスラインとの間の電圧Ｖ９から出力電流Ｉを検出し
た電圧■８を引いた電圧（■９−ｖ８）で与えている。

■に対する■９．■８の特性は第３図（Ｃ）のようにな
る。

上記構成においてサイリスタＳ１が発明の構成にいう「
スイッチング素子」の−例である。また、カレントトラ
ンスＴ１．ダイオードブリッジＤＢ２゜コンデンサＣ４
，抵抗Ｒ８が「出力電流に対応する電気量の検出部分」
、コンデンサＣ５，抵抗Ｒ９が「スイッチング素子の４
適位相に対応する電気量の検出部分」に対応し、これら
が全体として発明の構成にいう「動作負荷量検出回路Ｊ
の一例である。

この実施例によれば、全点灯時、調光時とも灯数変化に
よるランプ電流変動を抑制することができ、したがって
、 ■　灯数が低下した状態でのランプ電流増加によるラン
プ寿命低下を防ぐ。

■　調光、間引き点灯の場合、灯数に応じた電力が消費
されるので省エネルギー効果が損われない。

■　各放電灯の限流チョークはランプ電流の増大で発熱
が増大することがなく、チョークを小型化できる等の効
果がある。

第３の実施例を第４図ないし第６図に基づいて説明する
。

この実施例が第１の実施例（第１図）と異なっている点
は、第１図ではＰＵＴ２のゲート電圧を定める電圧源の
一つとしての■８を、インバータＩｎの出力電流Ｉを検
出した電圧を利用して得たが、第２の実施例ではインバ
ータＩｎの発振周波数ｆを検出し、ｒ−ｖ変換を行った
電圧を用いている点である。

第４図（Ｂ）はｒ−ｖ変化量３の具体回路を示す。３Ａ
は単安定マルチバイブレーク３ａを含む波形整形部であ
り、発振トランスＴの２次巻線ｎ５の出力端に接続され
ている。この波形整形部３Ａは、第５図に示す入力波形
■１を整形してパルス幅の短い方形波■２に変換するも
のである。

波形整形部３Ａの次段の単安定マルチバイブレーク３Ｂ
は、方形波■２を入力してパルス幅の一定な波形Ｖ３に
変換するものである。この波形■３は入力波形■１つま
りはインバータＩｎの出力電流の周波数に応じたデユー
ティサイクルをもつのである。

次段のロウパスフィルタ３Ｃは、人力波形■３のデユー
ティサイクルに対応した電圧■、を出力するものである
。

第４図（Ａ）に示すインパークＩｎは自動式インバータ
であり、発振周波数ｆは、コンデンサＣ８と発振トラン
スＴの１次側からみた負荷側インダクタンスＬ′の共振
周波数で定まる。

つまり点灯灯数が低下し、出力電流１が減少するとＬ′
が増加し、発振周波数ｆが低下する。また調光を進めて
出力電流が減少してもインダクタンスＬ′の増加により
周波数ｆが低下する。

出力電流Ｉと周波数ｒとは第６図のような関係をもって
おり、出力電流Ｉの低下により周波数ｆが低下する。

こういう特性があるため、自動式インバータにおいては
、発振周波数ｆを検出することにより、出力電流Ｉの変
化量を知ることができる。よって出力電流Ｉの変化量を
知る方法として発振周波数ｆを検出して変換し−た電圧
ｖｆを用い、サイリスタＳ１の導通位相に対応する電圧
■９との差電圧Ｖ９−Ｖ、により灯数を検出し、調光器
Ｒｅが導通してからサイリスタＳ１が導通ずるまでの位
相遅れを設定できる。

その他の利点は第１の実施例と同様である。

上記第１および第２の各実施例では制御回路Ｃｏｎに調
光の信号を与えるため調光器Ｒｅを電源１とダイオード
ブリッジＤＢ１間に挿入しており、調光器Ｒｅの導通位
相からサイリスタＳ１の・導通を灯数に応じた位相だけ
遅らしている。

しかし調光信号を与える手段は調光器Ｒｅに限らず、例
えば第７図に示すような回路でもよい。

第３の実施例を第７図および第８図に基づいて説明する
。

交流電源１にダイオードブリッジＤＢ４を接続し、ダイ
オードブリッジＤＢ４の出力に抵抗Ｒ１３゜Ｒ１４の直
列回路を接続している。抵抗ＲＩ３．Ｒ１４の接続点を
トランジスタＱ、のベース端に接続し、トランジスタＱ
５のコレクタ端に抵抗ＲＩＳを接続している。抵抗ＲＩ
５の他端を抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ２の正端子に
接続し、エミッタをダイオードブリッジＤＢ４の負端子
に接続している。

トランジスタＱ５のコレクタを単安定マルチバイ′ブレ
ーク３ｂに入力接続し、Ｑ出力を制御回路Ｃｏｎのトラ
ンジスタＱ４のベース端に接続している。トランジスタ
Ｑ４のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１８を接続している
。インバータ回路、制御回路Ｃａｎの他の構成は第１の
実施例と同じである。

この回路の場合、調光信号回路Ｒｅ’のトランジスタＱ
５のコレクタ電圧は電源電圧■３に同期して第８図ｆｊ
）のような波形となる。この電圧を単安定マルチバイブ
レーク３ｂの入力信号として、トランジスタＱ４への出
力に同図＋ｋ）に示す波形を得る。Ｑ出力がロウレベル
にあるときトランジスタＱ４はオフとなり、コンデンサ
Ｃ２の充電を開始し、以下筒１の実施例と同様な動作で
サイリスタＳ１にトリガを与える。単安定マルチバイブ
レーク３ｂのＱ出力がロウレベルに立下がる位相は、調
光用ボリウム■、によって自由に変えることができる。

このように本実施例では、調光器Ｒｅを用いずに、調光
信号を単安定マルチバイブレークで構成される回路で与
えている。

なお、上記いずれの実施例にあってもスイ・ノチング素
子Ｓ１をダイオードブリッジＤＢ、に対して交流電源側
に接続してもよい。

〔発明の効果〕

この発明によれば、動作負荷量検出回路により一負荷群
の動作負荷量をスイッチング素子の導通位相に対応する
電気量と出力電流に対応する電気量との差をもって検出
し、これに基づいてインバータの出力電圧を、検出動作
負荷量に応じた負荷電流を出力するものとなるように制
御回路がスイッチング素子を制御するから、動作負荷量
の変動にかかわらず負荷電流をほぼ一定化して、負荷の
寿命低下を防止するとともに、動作負荷量減少調整の場
合の省エネルギー効果を損なわないですむという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の回路図、第２図はそ
の動作波形図、第３図はこの発明の原理を示すグラフ、
第４図は第２の実施例の回路図、第５図はその動作波形
図、第６図は電流−周波数の特性グラフ、第７図は第３
の実施例の回路図、第８図はその動作波形図、第９図は
従来例の回路図、第１０図は調光器の回路図である。 Ｉｎ・・・インバータ、Ｓｌ・・・サイリスタ　（スイ
ッチング素子）、ＬＤ・・・動作負荷量検出回路、Ｃｏ
ｎ・・・制御回路 （Ｂ） 第　４　図 □□□−−−」 −７ｌ［ ５図 ン 第　６　図 ■ ＠　８　図 第９図 第１０　　図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流または整流電圧を高周波電圧に変換するイン
   バータおよびこのインバータの入力側に接続したスイッ
   チング素子を有する出力回路部と、この出力回路部の前
   記インバータの出力側に並列接続される負荷群の動作負
   荷量を前記スイッチング素子の導通位相に対応する電気
   量と出力電流に対応する電気量との差をもって検出する
   動作負荷量検出回路と、この動作負荷量検出回路の出力
   に基づいて前記インバータの出力電圧を検出動作負荷量
   に応じて負荷電流がほぼ一定になる状態に前記スイッチ
   ング素子をスイッチング制御する制御回路とを備えた電
   源装置。
2. （２）前記スイッチング素子がサイリスタであり、前記
   制御回路が前記サイリスタを位相制御するものである特
   許請求の範囲第（１）項記載の電源装置。
3. （３）前記動作負荷量検出回路が、前記スイッチング素
   子の導通位相を電圧に変換し、かつ前記出力電流に対応
   する電気量として負荷電流をピックアップしてこれを電
   圧に変換し、これら両電圧の差を前記制御回路に出力す
   るものである特許請求の範囲第（１）項記載の電源装置
   。
4. （４）前記動作負荷量検出回路が、前記スイッチング素
   子の導通位相を電圧に変換し、かつ前記出力電流に対応
   する電気量として出力周波数をピックアップしてこれを
   電圧に変換し、これら両電圧の差を前記制御回路に出力
   するものである特許請求の範囲第（１）項記載の電源装
   置。