JPS6373870A - 電力制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はガス放電ランプ、モータ（例えば扇風機用モー
タ）、蛍光ランプ、ソリッドステートバランスランプ、
容量性入力ランプおよびこれらと同様の他の負荷に対す
る電力制御システムに関する。さらに詳しくは本発明は
主分流器と可変分流器とを出力電力波形の各半サイクル
で負荷に対して直列にあるいは並列に選択的に挿入する
システムに関する。本発明はそのような制御回路と負荷
とよりなる広範囲の電力制御システムにも関する。

［発明の背景］ 本発明は、本発明の譲受人に譲渡されたジェル・エル・
スバイラ等の１９８２年９月２１日付の米国特許第４．
３５０，９３５号ならびに本発明の譲受人に譲渡された
デニス・ケープウェル等の１９８５年７月２日付の米国
特許第４，５２７゜０９９号の改良であり、これら発明
の開示をここに参考のために記載しておく。これら発明
はガス放電ランプ等の負荷に対する調光等の電力制御問
題に向けられている。本発明は以下に記載する（Ｉの種
類の負荷に対しても適用できる。

ガス放電ランプの上述の従来技術の制御回路は非常良い
結果をもたらしている。しかるにそれらの調光範囲は１
００％から約４０％である。この範囲は一般的な調光や
最高の減光、あるいは昼光の補償等の数多くの利用に対
しては適切であるが、会議室やヴイデオディスプレイタ
ーミナル（ＶＤＴ）領域での利用に対しては要求される
調光範囲はもつと広い。例えば会議室は議論の場に使わ
れるがこの場合は互いの顔が見えるように高度の照明が
要求される。あるいはスライドを用いる場合には筆記の
ための明るさしか要求されない。ＶＤＴｍ域では細かく
書かれたものを読むのに高度の照明が要求されるととも
に、グレアを最小に保つためにＶＤＴに低いレベルの明
るさが要求される。

このように広範に変化する要求を満たすためには、１０
０９（ｏから２５％以下までの調光範囲が必要である。

従って本発明のひとつの目的はそのような調光範囲を与
えることである。本発明は、従来のバラスト回路に対し
ても、特別に適合させた負荷の電圧波形をつくる新規な
回路を使用することによってこの調光範囲を達成してい
る。

本発明の他の目的は、現存する型式の制御回路で制御し
た時に負荷自体から発生する可聴ノイズを減少させるこ
とである。大抵の現存する制御回路、例えば、位相制御
型あるいはノッケ制御型の回路は負荷電圧に急激な変化
を与える。この理由は、負荷電圧波形をつくる半導体ス
イッチが最小電力消費、従って最大効率を得るために２
個の動作モードで交互に動作するからである。

第１図を参照するに、時間λ１電圧を示すグラフには位
相制御型調光回路の負荷電圧出力が示されている。この
回路では、零ライン電圧が負荷に送られる高インピーダ
ンス状態と、全ライン電圧が負荷に送られる零インピー
ダンス状態との間で交互に動作する。急激な電圧遷移は
第１図のＡ点とＢ点に見られる。第２図は従来技術のノ
ツチ制御型調光回路の出力負荷電圧対時間のグラフであ
る。

ここでも急激な変化がＣ，Ｄ、ＥおよびＦ点に見られる
。負荷電圧の急′ｆｔＩな変化は電磁部品や容呈性部品
に可聴ノイズを発生し、蛍光ランプのタングステンフィ
ラメントにさえもノイズを発生する。

電磁部品は従来の大抵のガス放電ランプシステム、低電
圧蛍光ランプシステム（降圧トランスをイｊ（する）お
よびｍ　ｆＥ　Ｉ幾においてノイズを発生ずる。家庭用
以外に使用されるある種のガス放電ランプ回路やソリッ
ドステートバラストは容量性入力と名えることができる
。実験的には電圧の急ｆｂｉ　％変化（大きなｄ　ｖ／
ｄ　ｔ　）は高８９１ノイズシステムをあられしている
ことが見出された。さらに、知覚される音響ノイズレベ
ルｔよ電磁部品、容品性部品および蛍光ランプのｄＶ／
ｄｔの大ぎさに比例していることが見出された。従って
本発明のひとつの目的には、小さなｄＶ、／ｄｔ値の波
形をつくる電力制御システムを開発することである。本
発明はこのような波形をつくるのに成功し、同口１に従
来技術で可能であったにりももっと低いレベルまで調光
ができ、さらに他の望ましい目的をも達成している。

本発明の他の重要な目的は放射されるＲＦＩを減少する
ことである。本発明はコンピュータ、ワードプロセッサ
、および他の感度の良い電子機器をイｊした近代的なオ
フィスに使用される。本発明によれば負荷電圧に急激な
変化がないので事実上ＲＦ　＋が発生しない。従ってこ
のシステムはなんらの注意も前取って払うことなく現存
する配線に直１名接続できる。従って設置も従来システ
ムよりかなり簡単であり、事実電気工事大は搬入したち
のをそのまま設置するだ（）でよい。

出力に大きな電圧遷移を持たない電気負荷の１１制御シ
ステムが従来技術のひとつの構成としてヘス■による米
国特許第４．５０７，５６９号に開示されている。この
特許は１個以上のガスｔｌ１７ｆｉランプの動作を制御
する制御システムに使用できるドライバを開示している
。ドライバはＡおよびＢの２個のモードを有する。△モ
ードでは、何カ重圧がＡＣ電源から負荷に供給される。

Ｂモードで（よ、ＡＣ電源からの付勢電圧が負荷から取
除かれる。

ＡＣ電源電圧と負荷りの電圧の差が所定値以下になるま
でドライバはＢモードに滞より、所定値以下どなった時
に全体の付勢電力が負荷しに再度与えられてドライバは
△モードに戻る。第４欄の第６０行目から第５欄の第１
５行目までを参照されたい。

ヘス■特許の第２Ｇ図に示されるように、ドライバが８
モードである半サイクル一部は低電力出力レベルでは極
めて大きくなり出力′電圧はこの期間の大部分で比較的
零に近い。従って、ランプのアーク電流は減少する傾向
にあり、ランプは消イオン化するので、ランプが不安定
となり達成できる光出力の低限が制限される。本発明は
この欠点を除く波形を与えるものである。

本発明のさらなる目的は多数のランプとバラストより成
る回路でランプ間ルーメンを等しく（即ち良好なバラン
ス）することである。従来の回路では、あるランプを消
し、残るランプを点灯することによって平均光出力を下
げることは可能であるか、これは以下の理由で望ましく
はない。即ち、（ａ）部卒の照明が部分的どなり、ある
什事をするのに明るずぎる場所や略すざる場所ができる
。

（ｂ）消したランプは部分的にはまだ付勢されてＪ３す
、グロー放電状態に維持されていることで故障する可能
性がある。（Ｃ）ランプを高速で消したり点灯したりす
ると不愉快なフリッカが生じることもある。本発明は滑
らかで比較的良好なバランスを最小の光レベルまで下げ
るものである。

本発明のさらに他の目的は、ランプ間のルーメン間出力
を等しく維持するとともに、同−回路上の異なったｙ４
　Ｂ業者のバラスＩ・で動作するランプの調光を可能と
１”るものである。

他の重要な目的は照明システムの効率を維持することで
ある。このための電力制御においては、一般的に約９５
％以上の電力コントローラの高効率を得ることが勧めら
れる。高効率は以下の理由から必要となる。即ち、（ａ
）安定性のために電力制御は比較的低温度で運転する必
要があり、低効率設計は信頼性の低い（高温）制御ユニ
ットあるいは大きずぎて効果であり商業的には不可能な
ユニットをもたらす、そして（ｂ）低効率はエネルギを
浪費する。

負荷を点灯する効率的な電力制御デバイスを提供するこ
とを企てた従来技術のある構成はウィドマイヤの米国特
許第４．３５２．０４５号に開示されている。この特許
は、並列キャパシタを負荷に接続して、主制御トランジ
スタがオフになった時の負荷電流の急激な遮断を避ける
ためのＡＣ電流パスを与える電流制御システムを開示し
ている。

第８欄第１９〜２３行を参照されたい。この特許の第３
（ａ）図から第３（Ｃ）図に示されているように、主制
御トランジスタは各半サイクルの特定の点でオフとされ
、並列キャパシタの故に瞬間的ではないが出力電圧は急
速に零に戻り、次の半サイクルの始めまで零近辺に捕ま
り、次の半サイクルで主制御トランジスタは再びオンと
される。

従って、主制御トランジスタがオフとなった後は出力電
圧はその大部分の時間零あるいはその近辺である。これ
によって、ランプのアーク電流はこの期間低い値を有す
る。さらにランプの消イオン化の傾向が高まり調光範囲
を制限する。

ウィドマイヤ特許の並列キャパシタの容量値を、本発明
の企図する波形のように、出力電圧が逆極性に振れるよ
うな値に選択すると、出力電圧は次の半サイクルの始ま
りまでに零に戻らなくなる。

従って、次の半サイクルの始まりで主制御トランジスタ
をオンとすると、大きなｄｖ／ｄｔの大きな電圧遷移を
もたらし、再び可聴ノイズと無線周波干渉（ＲＦＩ）を
もたらす。従ってウィドマイヤ特許に開示された波形お
よび回路は、本発明が回避しようとしている欠点を有し
ている。

本発明のシステムによって達成される他の重要な目的は
、電力制御モジュールの並列化を可能とすることである
。小さな会議室、事務所等の照明を制御するためには、
電力制御モジュールを約１０個のランプ用にする必要が
ある。しかし、例えば、２０〜３０個のランプを有する
大きな領域の照明を制御する必要がある場合、従来シス
テムでは多数の負荷を１０個のランプ毎にまとめて各電
力コントローラに再配線する必要があり高価なものとな
った。本発咀の回路はそのような再配線を必要としない
。逆に、再配線しないで負荷の大きさに従って電力コン
トローラを並列に接続するだけですと、 第３図はそのような従来の配線構成を示す。各コントロ
ーラユニットＣは例えば１０個のランプより成る負荷り
と直列接続する必要があり、負荷りはコントローラＣの
定格負荷を超えていない。

コントローラＣは電力を回路遮断器Ｂから受ける。

第４図は本発明を使用できる配線構成を示す。各コント
ローラＣを各々１個のみの負荷に接続する必要はない。

むしろ、例えば各々が１０個のランプより成る負荷りの
すべてを並列に接続できる。

同様に、コントローラＣのすべても並列接続できる。従
って、設置には負荷の再配線をなんら必要としない。こ
のことは現存する設置の修復にとりわけ有用である。

本発明のさらなる目的は広領域用の第１の調光に対して
第２の調光を与えることであり、第１の調光は例えば米
ｔｌｌ特許第４　、３５０　、９３５号あるいは第４，
５２７．０９９号に開示されたちのが可能である。

オフィスはしばしば中央領域、周辺オフィスあるいは会
議室がレイアウトされている。これら全領域の照明は通
常ひとつの照明回路から供給される。しかし中央領域を
周辺オフィスあるいは会議室程には調光を大きく変える
ことは通常望ましくない。従って本発明の制御モジュー
ルｔま各周辺Δノイズの照明のために置かれ、上述の広
領域用は調光器のひとつを全体の照明用回路に置くこと
ができる。その結果中央領域は約１００％から約４０％
の調光範囲を有し、周辺オフィスはさらに調光されて４
０％から１０％に下がる。このことは設計変更の場合に
非常に望ましい特徴となる。

上述の目的のすべては以下に説明する新規な電力料ｕｉ
１回路を使用することによって達成される。

本発明が開示する実施例は効果的な分流器病成を含み、
負荷電圧波形を変えることによって、特に複数のバラス
トを作動するときに非常に良好な調光特性となる。負荷
電圧波形は急速な遷移がないのでランプとバラストの両
者において低いＥＭＩと低い可聴ノイズしか発生しなく
なる。

電力制御動作はいくつかの状況にＪ３いて非１；ｔに良
好である。即ち（ａ）複数の負？ｉ５を右する状況では
、良好なバラストがえられる、（ｂ）負仙電流りリップ
ルが少ない。第１３図、第１３Ａ図、Ｊ３よび第１３Ｂ
図の説明を参照されたい、（Ｃ）ユニットを並列にでき
るのでシステムが簡単であり、プログラムできるのでユ
ニットはロード分割を自動的に取扱うことができる。

本発明の特徴によれば電力制御システムは、入力端子と
出力端子とを有した制御回路を有し、この制御回路は入
出力端子を相互接続するスイッチ素子と、出力端子にエ
ネルギを分流するために接続された主エネルギ分流手段
と、出力端子に接続され、出力端子に制御した最のエネ
ルギ分流する可変エネルギ分流手段と、そしてスイッチ
素子と可変エネルギ分流手段とを制御“する手段とを右
し、可変エネルギ分流手段は同容す手段によって起動さ
れてスイッチ素子がオフの間制御された所定時間エネル
ギを分流して出力ＡＣ電圧の出力波形を制御している。

好適な電力制御システムは、また、入力端子と出力端子
とを有した制御回路より成り、この制御回路は完全に導
通状態となるスイッチ素子と、スイッチ素子が完全に導
通状態でない時に出力端子にエネルギの可変量を分流で
きる可変エネルギ分流手段を有している。

本発明のさらなる特徴によれば、ＡＣ電源からの電力を
制御する方法は、ＡＣ電源と負荷とに直列のスイッチ素
子を閉じ、第１の所定時間の後にスイッチ素子を問いて
負荷にエネルギを分流するために主エネルギ分流器を起
動し、第２の所定時間の（しに可変エネルギ分流器を起
動して負荷にエネルギを加えるために分流し、スイッチ
素子を閉じて主エネルギ分流器と可変エネルギ分流器と
によるエネルギ分流を停止して、そしてＡＣ電源電圧の
各半サイクルで少なくとも１　河＋）ｉｉ述の直前の３
個のステップを繰返サステップより構成されている。

本発明の他の特徴によれば、ＡＣ入力電圧を与える電源
とＡＣ出力電圧を受ける負荷との間に接続される電力制
御システムは、少なくとも１個のインピーダンスと直列
の導通度を制御できるデバイスより成り、インピーダン
スは電源と負荷との間に、△Ｃ入力電圧の各半サイクル
の少なくともひとつの挿入１９１間の間、挿入すること
ができ、挿入期間は入力ＡＣ電圧と選択的な位相関係を
右し、かつ、導通度を制御できるデバイスの導通度を制
御することによって制御され、挿入期間の長さとＡＣ入
力電圧への挿入期間の始めの位相関係１よ可変であって
電源から負荷に運ばれる電力を変更することができ、そ
して挿入期間の始まりから導）ｍ度を制御できるデバイ
スを介して流れる最大電流を制御してＡＣ出力電圧の変
化速度を制限してこの変化速度を所定値以下に維持して
いる。

本発明のさらなる特徴によれば、所定の波形を有する出
力負荷電圧を出力端子に供給する電力制御システムは、
少なくとも出力端子に接続させた主分流器と、制御回路
と、そして入出力端子に接続された可変分流Ｓどより成
り、可変分流器は制御回路によって制御されて３個の動
作モードを持つ導通度を制御できるデバイスを含み、３
個のモードは（１）出力負荷電圧が実質的に主分流器の
みによって出力端子に供給されるオフモードと、（２）
出力負荷電圧が入力ライン電圧に実質的に等しいオンモ
ードと、そして（３）導通度を制御できるデバイスの導
通度がオフモードとオンモードとの間の出力負荷電圧の
遷移を得るように制御される電流源モードである。

本発明の上述した目的、他の目的、特徴および利点は、
本発明の好ましい実施例の以下の訂細な説明を図面と参
照することによってより明確になろう。

［好ましい実施例の説明］ 従来の非調光バラストを有した螢光照明システムに設置
したものとして以下本発明を説明する。

しかし、本発明は、高輝度放電照明回路を含む他のガス
放電照明回路、螢光照明回路、扇風機モータを含むモー
タ、ソリッドステートバラスト、容量性入力回路および
当業者が考えうる他の回路に利用できる。以下では、“
負荷′°という用語はこれらを含む広い意味をもつもの
としている。従来の螢光システムに関しては、゛負荷゛
という用語はバラスト／ランプの組合せである。本発明
は新規な制御回路と負荷とより成る広い意味での電力制
御システムにも関する。

本発明の電力制御システムは主エネルギ分流器との可変
エネルギ分流器とを有し、これらは所定のイベントのシ
ーケンスで負荷に対して直列あるいは並列に回路内に挿
入され、非常に改良された波形が負荷に送られるととも
にすぐれた調光特性が得られる。

主エネルギ分流器および可変エネルギ分流器は、ともに
、負荷が低インピーダンスバスによって電源に接続され
ていない間負荷に蓄えられたエネルギを再循環させるこ
とかできる。可変エネルギ分流器はさらに主エネルギ分
流器に蓄えられたエネルギーの一部を放電させてこれを
負荷に供給することもする。並列分流器を含むエネルギ
分流器のさらに完全な説明は、前述した米国特許第４，
３５０．９３５号の第１２欄第３０行から第１３Ｂ第３
５行までを参照されたい。直列接続分流器を使用したと
きに一般的に起ると言われている第１３欄の第２２〜２
７行に記載されている問題は、可変分流器を含む本発明
によって解決される。

分流器の“挿入パとは、特定の期間（挿入期間）におい
て主エネルギ分流器が可変分流器あるいは両者の接続を
言及しており、負荷の動作に影響を与えるものである。

しかし挿入期間以外では分流器はカットオフされており
、なんの影響も及ぼさない。可変エネルギ分流器を挿入
することによって適当な時間に負荷電圧波形に特定の変
化を与え調光特性を最適化するか、挿入ｌｙ１間以外で
は負荷電圧波形の一部を変えることはない。

誘導性負荷の場合に本発明によってつくられる波形につ
いては、各半サイクル（即ち負荷波形の正の半サイクル
あるいは負の半サイクル）の所定の点で負荷電圧は強制
的に以前のレベルと同じ大きさのレベルにされるか、極
性は逆である。

“ノツチ″と称するこの波形変化はランプ電流の低下を
もたらし光出力を減らす。これが調光の主たるメカニズ
ムである。主エネルギ分流器の挿入によって、波形はこ
の逆極性状態に追いやられる。

負荷電圧は所定の期間この逆極性状態に維持され、この
所定期間は“ノツチ″期間と称され、その長さが調光レ
ベルを決定する。

波形はノツチ期間の終りまでこの状態を維持し、ノツチ
期間の終りで可変分流器が挿入される。可変分流器は次
に負荷電圧を再度ライン電圧と一致するレベルに戻す。

可変分流器は負荷電圧を充分遅い変化速度で変えるので
可聴ノイズあるいはＥＭｌが発生しない。しかしノツチ
の位首を制御するには充分の速さであってランプの消イ
ン化を好便に阻止する。主分流器と可変分流器の挿入は
制御回路によって制御され、所望のノツチ終了および開
始を１７でいる。

第６図は本発明の基本的原理を説明するための簡略化し
たブロック図であり、第６図は最小光出力に調整した時
に第５図の回路によって発生ザる波形を示す。

第５図の回路において、主分流器Ｚ１は好ましくはキト
パシタＣであり、可変分流器Ｚ２は好ましくは可変電流
制限素子である。しかし可変分流器Ｚ２　も１１を入時
間が変化する固定素子であってもよい、主スィッチＳ１
　は例えばダイオードブリッジ内に接続された１ｇのパ
ワートランジスタ（第１１図参照）でもよい。＄１　が
閉じると、負荷はライン電圧となる。これは第６図のＡ
で示されＩｃ波形部分で生じる。

Ｓ’１　　が点Ｂで間きＺ２　が高インピーダンスにな
ると、負荷に流れ込む電流によってキャパシタＣの電圧
がリンギングし、この電圧がライン電圧から引かれて点
Ｂ以降の逆極性の大きなノツチ電圧となる。キャパシタ
電圧のリンギング速度とそれが到達するピークは、容量
値、ノツチの始まるサイクル上の点および負荷の大きさ
に依存する。

次に第６図の０点で７２　を高インピーダンスから低イ
ンピーダンスレベルにしてキャパシタＣを放電する。電
流はインピーダンスＺ２　によって制限されるのでキャ
パシタの放電は制御される。第６図に示すように、点Ｃ
において負７・）の波形は徐々に電圧を変化させ再びラ
イン電圧になる。第６図において、破線は負荷電圧がラ
イン電１に等しくない時のサイクルの一部でのライン電
圧を示している。ノツチの開始と終りは後述する制御回
路にＪ：って決定され、ランプの光出力を決定するため
に変化させられる。

可変分流器Ｚ２　が点Ｃで挿入されてノツチを終了させ
ると、キャパシタ電圧は実質的に直線的に放電し負荷電
圧値はライン電圧値に戻り、この時点で８１　が再び閉
じられる。

これはパカッ１−・イン″と以後称する場合もある。

この遷移中電力がいくらが消費されるが、遷移は比較的
短時間でなされるので、ｗｊ費は比較的少ないことに注
目されたい。このように高効率が維持される。

第６図に示す波形の効果は、がなりのアーク電流を大部
分の時間で流すように負荷電圧が低電圧状態になる時間
を最小にしていることである。ランプと負荷の電圧は方
形波に近いことが好ましい。

もし低電圧状態に長くいるとランプは消イオン化を行い
、負荷電圧が戻った時に次の再点弧に必要なランプ電圧
が高すぎてバラストがその電圧を供給できなくなる位ま
で消イオン化が行なわれる。

ランプは消えるかあるいはかなり低い光レベルまでジセ
ンブしてしまう。

ランプの消イオン化時間を最小にすることはバランスに
とっても重要である。その理由はこの時間が長ずざると
ランプがたとえ消えなくとも、バラスト／ランプの組合
せが異なった動作点に落ちるのでかなり低い光レベルに
落ちてしまう。この新しい動作点はバラス１−の飽和特
性を含む二次的影響に依存する。従って新しい動作点は
各バラスト／ランプの組合せによって異なる。またこの
二次的影響は異なった製造業者のバラスト間の相違の主
たる原因である。しかし、本発明の負荷電圧波形はラン
プの消イオン化時間を最小に保つのでこの問題を実質的
に解決しバランスが改善される。

電流制限インピーダンスＺ２　は以下場合によっては電
流源と称づ−る。その理由は、時間の各点においてＶと
Ｉには Ｖ（瞬時値）／Ｉ（瞬時値）−Ｚの関係がある。

従って７２　はインピーダンスとして働く。しかし、以
下に説明する実施例では、Ｚ２　は典型的なインピーダ
ンス素子ではなく、むしろフィードバックを使用する電
流源回路であり、■が変化した時にＩを一定とするよう
に利得が自動的にＶとともに変化する。従って１−一定
＝Ｖ　（ｔ）／Ｚ　（ｔ）となる。本質的に生じること
はＶ　（ｔ）が変化するとフィードバックによってＺ（
ｔ）が変化してＩを一定に保つことである。この特徴を
有利に利用して電力制御回路を簡素化し部品数を減らし
ている。

例えば、第５Ａ図は本発明の好ましい実施例を示し、主
分流ＢＺＩ　　は好ましくはキャパシタＣＩ・あり、可
変分流器は導通度を制御できるデバイスである主スイツ
チ手段Ｓ１　より成る。再び第６図を参照するに、Ａで
示す波形部分でスイッチ８１は閉じられ、８点で８１　
は聞かれキャパシタＣの電圧はり〕ノギングを起こして
この電圧がライン電圧から引かれる。

第６図の０点で８１　は、その導通度が負荷電圧、入力
電圧、出力電流、あるいは他の適当なパラメータ等に従
って制御されるモードに置かれる。これによってキャパ
シタＣの放電を制御する。Ｓｌの導通度を定電流が８１
　に流れるように制御すると、キャパシタＣは直線的に
放電する。この直線的な放電は負荷電圧がライン電圧と
なるまで継続し、この時点で８１　が閉じる。即ち高導
通状態に強制的にされる。

他の型式の電流源も使用できる。例えば、第７図は本発
明の第２の実施例の簡略化した図である。

この実施例は高価であるので好ましくない。第７図の回
路において、第２のスイッチＳ２　と並列のチョークが
可変分流器であって、好ましい実施例の所望の波形と同
じ波形を与えるためにスイッチ可能な電流源として使用
されている。

この実施例は２個のインピーダンス状態を有している。

第１の状態ではＳｌ　は開きＳ２　は閏じている。第２
のインピーダンス状態ではＳｌ　は閉じＳ２　は開いて
いる。第７図は第１のインピーダンス状態をを示してお
り、Ｓ２　は閉じている。この状態は第６図の８点から
０点で起こる。

第６図の０点で回路は第２のインピーダンス状態に切替
わる。この場合Ｚ１　はチョークによって直線的に放電
し、チョークは好ましい実施例のように電流源として働
くその理由はキャパシタＺ１のインピーダンスよりもチ
ョークのインピーダンスが大きいからである。Ｓ２　が
開きＳｌ　が閉じると、Ｚｌ　に蓄えられｌ〔エネルギ
はＺ２に移るので負荷電圧はライン電圧に戻る。

この実施例はアーク電流を１０％以下に減らしても、比
較的短かい零電流領域を有した波形を与えることができ
る。それ故、各半サイクルでのランプの消イオン化が比
較的少なく、ランプは次の各半サイクルでの再点弧電圧
に大きな電圧を必要としない。長い零電流領域の後でラ
ンプ電流をつくるのにランプに高電圧を与えなければな
らない位まで消イオン化を行うと調光が悪るくなる。前
述したように、調光カーブのバンブも、劣ったラン１間
バランスあるいは１個以上のランプの消灯の原因となる
。

第８図〜第１０図は本発明の詳細な説明するための波形
を示す。

第８図は、良好なランプ間バランスと安定なフリッカの
ない動作で調光を全範囲の１０％まで落、とすのに望ま
しい（ａ）負荷電圧、（ｂ）バラス］〜電流、（Ｃ）ラ
ンプ電圧および（ｄ）ランプ電流を示す。

適当な基準のいくつかを以下に示す。第８（ａ）におい
て、負荷電圧曲線が零近辺、即ち△で示される点の近辺
にある時間°は最小にすべきである。

負荷電圧が比較的低い電圧に長く滞よりすぎると、負荷
電圧より遅れて（〜るランプ電流が、ランプ電圧の再上
昇前に零になることがある。負荷（およびランプ）電圧
とランプ電流との関係を第８（ｄ）図に示す。第８（ｄ
）図の曲線の８で示す部分でランプ電流が小さくなり始
め、Ｃで示す領域が終って再度大きくなり、負荷および
ランプ電圧が再度上昇する。

再び第８（ａ）図を参照するには、電圧ノツチの傾き、
換言すればＤで示ず曲線部分は急峻すぎてはならない。

急峻すぎるとランプ電流の停止が早すぎてしまう。ノツ
チ電圧のピーク、即ちＥで示す部分は充分高くイオン化
電位を克服してランプ電流を反転しなければならない。

第８（ａ）図と第８（Ｃ）図において、負荷電圧がラン
プ電圧に非常に似ており、両名はほど方形波であること
に注目されたい。このことはバラストには非常に小さな
電圧時しかなく、負荷入力電圧か直接ランプ電流を決定
していることを意味する。ランプ電圧曲線の各半サイク
ルには前のピークＦと後のピークＧの２個のピークが見
られる。

第８（ｄ）図においては、本発明による所望の曲線に起
こる零近辺のランプ電流は比較的短かい時間であって、
ランプのイオン化を維持していることに注目されたい。

比較的大きなノツチ電圧を含むこれら有利な特徴は可変
分流器の制御によって容易に得られる。

容量値Ｃは、長すぎる放電時間をもたらすことなく、比
較的長い間ノツチ電圧を高く維持するのに充分な位大き
くすることができる。その理由は可変分流器回路のカッ
トインがキャパシタを比較的速やかに放電するからであ
る。第９図Ｊ３よび第１０図はカットインの位置の重要
性と、可変分流器回路の挿入点の重要性を示している。

第９図は可変分流器のカットインが早すぎてノツチ電圧
Ｅ′が充分高いピークに↑；１達しない場合を示してい
る。この場合、第９（ｄ）図の）」で示す零近辺ランプ
電流の長い期間がある。従って、ランプは大きな再点弧
電圧を必要とし、前のピークＦ′は低すぎてしまう。こ
れによって前述した低光１ノベルでの不安定とアンバラ
ンスの問題が起こる。その理由はこの場合の再点弧はラ
ンプ電圧曲線の後のピークＧ′で行なわれなければなら
ないからである。

第１０図は分流器のカットインが遅すぎる場合を示す。

電圧ノツチＥ　′１は低下し、これによってト１′で示
されるようにランプ電流が零近辺にいる時間が長すぎて
しまう。ランプが消インオ化されるので、ランプ電圧曲
線の前のピークＦ″（よ高いがランプを再点弧するには
不充分である。

第８図から第１０図の各バラス１〜電流波形と各々のラ
ンプ電流波形の相違は、ランプフィラメントに流れる電
流とバラストの磁化電流とにＪ：す、これらはバラスト
電流波形に寄与するがランプ電流波形には寄与しない。

第１１図は主分流器の挿入とこれに対する可変分流器の
挿入との関係を説明するための、本発明の好ましい実施
例の基本回路を示す。詳しくは、ノツチを終らせるため
に可変分流器の挿入がとのよにして制御されるかを説明
する。

第１１図を参照するに、好ましい実施例の主分流器はキ
ャパシタＣである。可変分流器は、導通度を制御できる
デバイスＳと低抵抗Ｒとの直列接続より成る。導通度を
制御できるデバイスＳはここではトランジスタであるが
、Ａ級動作の可能な、例えばＦＥＴ、ＩＧＴ＠の他の導
通度を制御できるデバイスでもよい。

第１２図を参照するに、電力制御回路は、従来技術の位
相制御デバイスやノツチ制御デバイス（第１図および第
２図）のような２個の動作モードでなく、３個の動作モ
ードを有している。ノツチの間、即ち、負荷電圧がキャ
パシタＣの電圧で決まる間、導通度の制御できるデバイ
スＳはオフである。しかし、以下に述べるようにノツチ
を終らせるために適切な制ｔｌＩｌ信号が発生した後、
導通度の制御できるデバイスＳのベース制御信号の状態
と、センサ（第１１図参照）によって検知される導通度
の制御できるデバイスＳの検知電圧Ｖと電流ｉとに従っ
て、導通度の制御できるデバイスＳは完全にオンとなる
か部分的にオンとなる。

ノツチ終了信号の後、４個の状態が可能である。

１）　ＶＯ（ＶＯは１２０ユニットで例えば８０Ｖ等の
しきい値）のとき、Ｓはベース制御信号に従ってオンか
オフである。

２）Ｖ＞ＶＯのとき、Ｓはベース制御信号の如何にかか
わらずオフである。

３）Ｖ　　ＶＯから１ｓｃ（短絡回路）１０（ＴＯは１
２０ユニットでＩＯＡ等のしきい値）のとき、制御回路
が゛オンパ信号を与えると回路は電流源モードとなり、
Ｓは１＝ｌｏとするよう制御される。式３）において、
ｉ　ｓｃは可変分流器が短絡したときに流れる電流であ
る。

導通度を制御できるデバイスＳの第１の状態はトランジ
スタの安定動作のために与えられ、トランジスタに印加
される最大エネルギを制限する。

さらに、キャパシタの放電によってトランジスタに消費
される電力を制限する。この電力は１／２ＣＶＯ２ｆに
等しいくここで６０Ｈ２のライン周波数に対してｆ＝１
２０１−（ｚである。）第２の状態は、例えば数個のラ
ンプが消える時に起こる。

その理由は、このような場合バラストに蓄えられるエネ
ルギが大きくキャパシタ電圧がより大きくリンキングを
起こすからである。第３の状態になると、キャパシタは
それに供給される電流によってｔＩｉ電し、ノツチ終了
が完了する。

４）Ｖ　　１０Ｖかつ１ｓｃｌｏ（ノツチ終了信号前）
のとき、導電度を制御できるデバイスＳはオンとなる。

この第４の状態は回路を最大光レベル近くで安定化する
が、調光には使用されない。

良好な調光を得るプロセスの必要部分ではないので、以
上説明した基本動作を示す第１２図のフロー図には示さ
れていない。

調光を１０％に落とす以外に、この実施例は前述した他
の目的を達成する。例えば、本発明は負荷電圧にゆるや
かな′１！１移を与えるので、音響的に静かな動作とな
る。

電流および電圧の遷移がすべてゆるやかであるので、Ｒ
ＦＩの発生も極めて少ない。従って、干渉を起こす高周
波の高調波がない。

さらに、本発明の電力υ制御システムは、同様の理由、
即ちｄｖ／ｄｔが常に小さいので容量性入力の負荷を駆
動できる。従って、本発明によればプログラムした可変
分流器を設定して非常に良好な調光を与えることができ
る。以下にさらに説明するように、負荷を分割すること
なくユニットを並列にする手段を提供する。この手段は
、どのユニットもそれ自体の電流よりも大きい電流を流
さないようにする電流制限回路を含んでいる。

スイッチ別能と電流制限機能の両者をたった１個の主パ
ワートランジスタで行うので、上述の実施例は好ましい
。従って、少なくとも急速起動螢光ランプの商用的目的
には、この実施例は最も簡単であって最もコストが効率
的である。

第１３図から第１７図は本発明の別の実施例とそれらに
よる波形を示す。第１３図の実施例は、ゆるやかな遷移
を維持しながら半サイクル当たり１個以上のノツチを挿
入するのに使用できる点で有利である。１個以上のノツ
チによって、可変分流器はΔｉがある値になった時にノ
ツプを閉じることによって負荷電流の最大リップル電流
をホールドするようにプログラムすることもできる。こ
のことによって、−１に゛°エネルギ省力″ランプと称
される低インピーダンス型のランプに対して優秀な調光
を与える。また、“コッギング″が少ないので、モータ
特に小型モータに対して有用である。

第１３Ａ図は代表的なバラスト入力電圧波形を示し、第
１３Ｂ図は第１３図の回路によってつくられる代表的な
バラスト入力電流波形を示す。第１３図の回路の動作を
第１３Ａ図の０．Ａ、Ｂ。

Ｃ，Ｄ、ＥおよびＦで示された点を参照して説明する。

導通度を制御できるデバイスＳ１は最初は導通している
。ＡＣ電源のゼロクロスである０点から所定時間後の初
めの半サイクルのＡ点で、導通度を制御できるデバイス
８１は非導通とされる。

その後８点で５ＣＲ１がオンとなり、キャパシタＣＩＢ
の電圧がインダクタＬ１とリンギングして反転する。０
点で５ＣＲ１はそれを流れる電流が零に戻るのでオフと
なる。この時点でＣＩＢの電圧はＢ点での電圧とほぼ等
しいが逆極性となる。

キャパシタＣＩＡの（直はキャパシタＣＩＢの値に４等
しい。従って、Ｂ点まではキャパシタＣＩＡの電圧はＣ
ＩＢの電圧に等しい。Ｂ点から０点までＣＩＡの電圧は
本質的に一定となっている。従って０点でのキャパシタ
ＣＩＢの電圧はＣＩＡ電圧と等しくその極性が逆である
ことがわかる。このことから、０点でのホット入力端子
９０１と負荷出力端子９０２との間の電圧は本質的に零
であり、０点で導通度を制御できるデバイスＳ１は再び
導通する。Ｂ点の位置決めは、電流検知回路によって決
められ、この回路はバラスト入力電流が第１の所定値Δ
１だけ減った後にＳＣＲをオンとする。

０点から第２の所定時間遅れたＤ点で、導通度を制御で
きるデバイスＳ１は非導通とされ次に５ＣＲ２はオンと
なる。これによってＣＩＢの電圧は再び反転し負荷電圧
はＥ点に達する。Ｅ点で５ＣＲ２はオフとなり、負荷電
流（バラスト入力電流）は好ましい実流例（第１１〜１
２図）と同様にゆるやかに反転する。第１１図および第
１２図で説明したのと同様にノツチ終了手順は、゛電流
検知回路で検知されるバラスト入力電流が第２の所定変
化Δｉｔ　　（第１３Ｂ図参照）をした時、点「で起動
される。負の半サイクルでのイベントのシーケンスは同
様であるが、５ＣＲ２は第１のノツチでオンされ、５Ｃ
Ｒ１は第２のノツチの開始後にすぐオンされる点が異な
る。

第１３図の回路とそのＬＩＪ　Ｈプロセスは、従来シス
テムよりも精密な負荷電流波形制御を与え、方形波に極
めて近い負荷電流波形をつくる。前述したように、この
ことは良好な調光特性を可能とし望ましい。エネルギ省
力螢光ランプや高輝度放電ランプの場合、このような＠
′ｖＪ電流波形のよい精密な制６１１は、低い最低調光
レベル（例えばエネルギ省力螢光ランプの１０％光レベ
ル）を達成するのに必要である。

螢光ランプの調光を急速起動バラストで動作させる際の
問題は、光レベルが減少するに従ってバラスト入力電流
が単調減少することを確実にすることである。このこと
は、回路ブレーカと配線が過負荷にならず、さらにバラ
ストが正常温度よりも高い渇疫で動作しないことを確実
にして寿命を延ばして信頼性を高めるのに重要である。

標準の螢光ランプでは、バラスト入力電流の所望の単調
減少は好ましい実施例の回路を使用して達成される。し
か、エネルギ省力蛍光ランプでこれを行うには第１３図
の回路を使用するのが好ましい。

第１３図の回路は主分流器キャパシタ（ＣＩＡ。

ＣＩＢ）の新規なリンキング手順によってゆるやかな遷
移を有した出力電圧波形をつくり、このため低いＲＦＩ
と音響ノイズの望ましい結果をもたらすことに注意され
たい。

第１４図は上述した第１３図の実施例の原理を説明する
ための簡略化したブロック図である。

第１５図の実施例において、導通度を制御できるデバイ
スＳ１１と３１２はＡｌ源に対して位相を送らせた方形
波信号によって駆動される。Ｓ１１の駆動信号はＳ１２
の駆動信号の逆である。

インダクタンスＬ１１と１１２はバラスト負荷の等価イ
ンダクタンスよりもかなり大きい値に選ばれる。これに
よって、出力電流波形は特定のバラスト負荷ではなくＬ
ｌｌと１１２とによって、決定されることが確実となる
。例えば、１２０Ｖ６０　Ｈｚのラインで動作する４　
００　Ｗの高輝度放電ランプは約３０ｍＨの等価直列イ
ンダクタンスを有する。従って、Ｌｌｌと１１２は各々
１００ｍ）」の値に選ばれるだろう。どのような値に選
ばれようとも、Ｌｌｌと１１２は同じ値を有しその巻線
は同一巻回数であることが重要である。

第１５Ａ図と第１５Ｂ図は、各々、第１５図の実施例の
バラスト入力電圧と電流の典型的曲線を示す。第１５Ａ
図のＡ点の前では、Ｓ１２は導通しており負荷電流は負
であってインダクＬ１２を介して流れている。Ａ点で導
通度の制御できるデバイスＳ１１とＳ１２に対する方形
波駆動は反転させられＳ１１がオンとなりＳ１２がオフ
となり、Ｌ１２を流れていた電流は強制的に１１１を流
れるようになる。これによってバラスト入力電流は負に
強制される。Ｌ１２のコアに蓄えられたエネルギによっ
て１１１の電流はし１２を流れていた電流と同じ大ぎさ
の値を強制的に待たされ、従って、はぼ方形波の出力電
流波形がつくられる。

キャパシタ０１１は負荷のバラストに蓄えられたエネル
ギを分流するのですべての電圧遷移はゆるやかである。

Ｂ点でＳ１２はオーリとなり５１１（よオフとなる。

導通度を制御できるデバイスＳ１１と３１２への駆動信
号の位相角０をＡＣ電源電圧に対（〕て増加することに
よって調光が得られる。θが増加すると、電力＝（電圧
）×（電流）Ｘ（ＣＯ３θ）であるのでより少ない電力
しかＡＣラインが送られない。実際には、位相角θが増
加すると、ランプのインピーダンスは電力が小さくなる
と増加するので、電流も減少する。位相角θを変えるこ
とによって、本実施例の可変分流器によって方向ずけら
れるエネルギ聞が効率的に変化する。

第１５図の回路は高輝度放電ランプ負荷に対して特に有
用である。その理由は、Ｌｌｌと１１２で形成される変
成器に蓄えられたエネルギが電流の反転中に高圧パルス
を与えこれによって有意なオフ時間を与えることなくラ
ンプ電流を流れつづけさせランプの消イオン化を防止す
るからである。

高輝度Ｍ主ランプは短い消イオン化峙間を有するので、
オフ時間の最小化効果は特に有用である。

本発明の本実施例では、［１１と１１２によって形成さ
れるプログラム化可変分流器のプログラムは、導通度を
制御できるデバイスの駆動信号の位相関係を変えること
によってつくられる。

さらに別な実施例を第１６図に示す。この実施例の負荷
出力電圧波形を第１７図に示す。第１７図のＡで示され
る曲線部分は、導通度を制御できるデバイス８２２が導
通している期間である。Ｂで示される曲線部分は同様に
導通度を制御できるデバイスＡ２１が導通している期間
である。本実施例の動作は、第１５図で説明した実施例
の動作と非常に似ているが、９倚電圧の代わりにライン
電圧が反転することが異なっている。第１５図の実施例
ではＴ２１にエネルギを蓄える必要がないので、第１５
図のＬｌｌと１１２で形成される変成器に比較して変成
器２１はより小型にでき従ってより安価となる。

この実施例の欠点は、高電圧パルスをつくらないので前
述した゛感度のよい″高輝度放電ランプには適していな
いことである。′＠述したようにキャパシタＣ２１は電
圧遷移をゆるやかにする。

第１８図は上述した好ましい実施例による電力制御シス
テムのブロック図である。第１４図は第１８図の壁ボッ
クス制御回路１００の配線図である。第２０Ａおよび２
０Ｂ図は第１８図の回路の残りより成る電力コンｌ−ロ
ーラの配線図である。

第１８図を参照するに、制御信号は、使用者がＵｌｔｉ
ｌするために壁に取付けられるのがイー１利な二線式位
相制御回路１００によってつくられる。この制御信号は
位相制御インタフェース１５４に入力される。位相制御
インタフェース１５４の出力信号はリレー起動回路１９
０と、可変分流器回路１５６の一部をなすノツチ位置回
路１６２に入力される。リレー起動回路１９０は、電力
制御システムの空隙オン／オフスイッチとして動く主電
力リレー１８０の動作を制御する。従って、二線式位相
１ｌＪｌ制御回路１００の使用者調整手段１ｏｏａを単
に操作することによって主電力リレー１８０をオンある
いはオフすることができる。

ノツチ位置回路１６２はベース駆動回路２３０を制御し
、ベース駆動回路２３０は主トランジスタスイッチ１５
８の動作を制御する。ノツプ位置回路１６２は、トラン
ジスタ電圧検知回路１７０と故障保護回路１６４からの
信号を入力する。電流制限回路２２０は主トランジスタ
スイッチ１５８を流れる電流を検知しベース駆動回路２
３０の制御信号をつくる。　主トランジスタスイッチ１
５８、ノツチ位置回路１６２、故障保護回路１６４、ト
ランジスタ電圧検知回路１７０．電流制限回路２２０お
よびベース駆動回路２３０が可変分流器１５６を形成す
る。

可変分流器の動作は第１２図のフロー図で説明している
。二線式位相制御回路１００からの制御信号によって、
位相制御インタフェース回路１５４はターンオフ信号を
ノツプ位置回路１６２に印加する。これはＡＣ電源電圧
のゼロクロスの後×度で起き、ノツチ位置回路１６２と
ベース駆動回路、２３０とによって主トランジスタスイ
ッチ１５８からベース駆動を取除いてトランジスタスイ
ッチ１５８をオフとする。主トランジスタスイッチ１５
８からベース駆動を取除いた後７度で、位相制御インタ
フェース回路１５４はノツチ位置回路１６２にターンオ
ン信号を印加し、主１〜ランジスタスイツチ１５８のタ
ーンオンプロセスを開始する。

ノツチ位置回路１６２はターンオフ信号を受けると、ト
ランジスタ電圧検知回路１７０からの入力を検知する。

主トランジスタスイッチ１５８の電圧が所定の値より大
ぎいと、ベース駆動回路２３０に信号は送られない。し
かし、トランジスタ電圧検知回路１７０、からノツプ位
置回路への入力が、主トランジスタスイッチ１５８の電
圧が所定値以下になったことをいったん指示すると、ノ
ツチ位置回路１６２からベース駆動回路２０３に信号が
送られ、ベース駆動回路２３０は、主１〜ランジスタス
イツヂ１５８にベース駆動を与える。

この信号を受けたベース駆動回路２３０は電流制限回路
２２０からの出力を検知する。主トランジスタスイッチ
１５８が完全に導通している（前述したようにｉ　ｓｃ
で示される）ときに流れる電流がある所定値より５小さ
いと、電流制限回路２２０は、ベース駆動回路２３０に
主１−ランジスタスイッチ１５８を完全にオンさせる。

主１ヘランジスクスイツチ１５８が完全に導通している
ときに流れる電流が所定値よりも大きいと、電流制限回
路２２０はベース駆動回路２３０を制御して主１ヘラン
ジスクスイツチ１５８の電流を所定値に維持する。

故障保護回路１６４は、トランジスタ電圧検知回路１７
０が主トランジスタスイッチ１５８の極（・んｈ検知す
るとこれに応答する。極端な電圧はランプ負荷の重要な
部分が、ランプが回路から取除かれたりあるいは例えば
ランプ寿命がつきたような原因で、非導通となった時に
起きる。このような状態が故障保護回路１６４によって
検出されると、ノツチ位置回路１６２に主トランジスタ
スイッチ１５８をＡ）させる。短い時期時間の後、ター
ンΔンプロセスが再び開始する。１々障保護回路１６４
は再ひもとに戻って、故障がまだある場合には再び主ト
ランジスタスイッチ１５８をターンオフする。ユニット
は故障状態が正されるまでこの２個のモードの間を循環
する。

キャパシタ２００は本発明の好ましい実施例の主分流器
である。ＭＯＶ　（金属酸化バリスタ）２０２は高エネ
ルギ電圧遷移から主１ヘランジスクスイツチ１５８を保
護づる。変成器１５０はベース駆動電源１５２と低圧電
源１６０に電力を供給する。ベース駆ｖＪ電源１５２は
ベース駆動回路２３０に電力を供給し、低圧電源１６０
は制御回路の残りに対して電力を与える。

第１９図は使用者制御回路１００の配線図である。ホッ
トライン端子１０２はスイッチ１０４に電力を供給する
。スイッチ１０４は可変抵抗器１０８の動作部材り＠）
に有利に結合でき、可変抵抗器１０８は装置の使用者調
整手段１００　ａとして動き、可変抵抗器１０８の動作
部材がその動作範囲の端部にくるとスイッチ１０４が聞
く。

７点とＸ点との間のライン電圧は、ダイ；４−ド１０６
ａ、１０６ｂ、１０６ｃおよび１０６ｄより成る仝波ブ
リッジ整流器１０６によって整流される。全波整流され
た出力はＹ点とＷ点との間に　−現われ、トランジスタ
１２４と１２６の電源として働く。１ヘランジスタ１２
４と１２６との両者から供給される電流はキャパシタ１
１０を充電する。

可変抵抗器１２８、トランジスタ１２６、ツェナーダイ
オード１３０および抵抗１３６は電圧制御電流源を与え
る。本実施例の全体の電力制御システムからの出力電力
は、使用者調整手段をその最大設定値に設定すると、可
変抵抗器１２８の設定調整によって設定できる。

可変抵抗器１０８，１３２．１〜ランジスタ１２４およ
び抵抗１３８が可変主流源を与える。電力制御システム
の出力電力は、トランジスタ１２４の電流量を変える可
変抵抗１０８の設定を代えることによって調整される。

可変抵抗器１０８の設定と電力制面システムの出力電力
との所望の関係は部品の正確な値を選ぶことによって可
能である。

可変抵抗器１３２は、使用者調整手段をその最大設定値
に設定して、電力制御システムの出力電力を設定でき、
従って低エンド設定調整を与える。

キャパシタに供給される電流量を以上のようにして変え
ることによって、シリコン双方向スイッチ（ＳＢＳ）１
１２の耐電圧にまでキャパシタ１１０を充電するに要す
る時間が変化する。耐゛セ圧の現在の好ましい値は約８
Ｖである。５ＢＳ１１２の電圧が８Ｖ以下であると、５
ＢＳ１１２は非常に高インピーダンスである。しかし５
ＢＳ１１２の電圧が８Ｖ以上であると、５ＢＳＩ　１２
に導通しはじめ、光学的に結合されたゲートＬＥＤ１１
４と負荷抵抗１３４を介してキャパシタ１１０が放電す
る。ゲートＬＥＤ１１４はそこに流れる電流によって発
光する。この光は感光性トライアック１１８に入射し、
トライアックがオンとなってＸ点と７点との間のブリッ
ジ整流器１０６を短絡する。トライアック１１８がオン
すると、ライン電圧は抵抗性負荷１２２に直接供給され
出力端子１４２を制御する。

従って第１９図の使用者制御回路は、トライアック１１
８が導通していない時、各半サイクルの立上り部分が強
制的に零とされたライン電圧よりなる制御信号を送る。

このようにしてつくられた制御信号は第２１図に示され
ている。トライアツク１１８導通（）ていない時間ｔ′
は可９抵抗器１０８の設定を変えることによって変化す
る。

ライン電圧の温度電圧はキャパシタ１２０によってトラ
イアック１１８に到達しない。金属酸化バリスタ（ＭＯ
Ｖ）１４０は、落雷や複写器等によるライン上の極端な
インパルスから第１９図の使用者制御回路を保護してい
る。

第１９図の使用者制御回路は以下のようにして電圧補償
をしている。ライン電圧が上昇すると、Ｙ点とＷ点どの
電圧が上昇してトランジスタ１２４からのキトバシタ充
電電流が増えて、５ＢＳ１１２のしきい電圧が各サイク
ルでより短い時間でくるので、トライアック１１８が導
通するサイクル部分が増加する。ライン電圧が下がると
、トライアック導通時間が減少する。第２１図に示す制
御信号を以下に述べるようにさらに処理して、第２２図
に示す信号をつくる。トライアック１１８が導通してい
る第２１図に示す信号の部分で、第２２図の信号は零で
ある。信号が零である信号部分は出力負荷電圧のノツチ
部分に相当する（以下の説明を参照されたい）。

このようにライン電圧の上界は負荷主力電圧のノツチ期
間の幅を広げ、一定の光出力を維持しようとする。同様
にライン電圧の下降はノツチ期間を狭くして低ライン電
圧を補正する。

第１９図の回路の抵抗およびキャパシタの現存の好まし
い値は以下の第１表に与えられている。

抵抗はすべて０．５Ｗの定格電力である。

第１表 抵抗　ｆｌＴｉ（オーム）　　容量　　値　　定」Ｊ遣
１０８　　３００Ｋ　　＜可変）　　　１１０　０．２
　　ｐＦ　　４００Ｖ１２８　　１００Ｋ　　（ｎ　　
）　　　１２０　０．０４７ｐＦ　　４００Ｖ１３２　
　２２０Ｋ　　（ＩＩ） １３６　　　５６０に １３８　　　５６０に ブリッジ１０６は１Ａ６００Ｖの定格のダイオード１０
６ａ、１０６ｂ、１０６ｃおよび１０６ｄを有する。シ
リコン双方向スイッチ１１２は７〜９ｖの耐圧を有する
。光学的に結合されるスイッチ１１６はモ１−ローラ社
のＭＯＣ３０２０である。

ｉ〜ランジスク１２８と１３２はモトローラ社のＭＰＳ
　　Ａ９２である。ツェナーダイオード１３０のツェナ
ー電圧は８．５Ｖである。ＰＴＣ１２２は３３０オーム
の公称値である。金属酸化バリスタ１４０【よバナソニ
ック打の２０に２２１Ｖである。

第２０Ａ図と第２０８図は、使用名利クロ回路１００を
除外した第１８図のブロック図に対応する回路である。

使用者制御回路１００によってつくられ第２１図に示さ
れた先（１個信号は位相ルＩＩｍ信号人力３００に印加
される。入力３００の信号は位相υｌｌ７Ｉｌインクフ
ェース回路１５４（第２０Ｂ図）のＡ点に印加される。

位相制御インタフェース回路１５４の初段は、全波ブリ
ッジ３０１、抵抗３０２．３０４．３０５．３０７およ
び３０９、キャパシタ３０３と３０６および光カブラ３
０８とより成る。入力３００の位相制御信号は全波ブリ
ッジ３０１で整流され、抵抗３０２とキャパシタ３０３
、および抵抗３０４．３０５とキャパシタ３０６より成
る二段ローパスフィルタによって濾波される。整流され
濾波された信号は負荷抵抗３０７と光カプラ３０８の入
力に印加される。光カブラ３０８は位相制御インタフェ
ース回路１５４の初段を電力コントローラ回路の残りの
部分から隔離する。光カブラ３０８の出力信号は第２２
図に示されている。抵抗３０９は光カブラ３０８の出カ
ブルアツブ抵抗として働く。

光カブラ３０８の出力は演算増幅器３１５ｂの負入力に
印加される。正入力は抵抗３１６と３′１７で形成され
る電圧分割鼎によって与えられる電源電圧の半分の基準
電圧が供給される。抵抗３１８は演算増幅器３１５ｂの
出カブルアツブ抵抗である。演算増幅器３１５ｂの出力
はダイオード３１９を介してキャパシタ３２０を充電す
るのに使用され、ダイオード３１９を介してｉＢｉ　’
；＞増幅器３１５Ｇの正入力に接続されている。抵抗３
２］はキャパシタ３２０のブリーダ抵抗として働く。抵
抗３２２と３２４は演算増幅器３１５Ｇの（）入力に？
ｌｆｆ源電圧の約１／３の基準入力電圧を供給する電圧
分割器を形成する。抵抗３２３は演算増幅器３１５Ｃの
プルアップ抵抗として動く演算増幅器３１５Ｃの出力は
リレー起動回路１９０に供給される。

制御信号入力３００に制御信号がないと、光カブラ３０
８の出力はプルアップ抵抗３０９によってハイレベルに
引上げられる。従って演算増幅器３１５ｂの負入力電圧
は正入力の４Ｚ　Ｑ　Ｔｆｉ　Ｂ−よりも大ぎいので、
演算増幅器３１５ｂの出力はローレベルに追いやられる
。キャパシタ３２０の電荷はブリーダ抵抗３２１によっ
て放電され、演算増幅器３１５Ｃの正入力の入力電圧は
負入力の基準電圧より小さい。従って、演算増幅器３１
５Ｃの出力はローレベルに追いやられる。従って、ロー
レベル信号がリレー起動回路１９０に印加される。

制御信号人力３００に制御信号があると、光カブラ３０
８の出力は各半サイクルの一部でローレベルになる。こ
れによって各半サイクルの同一部分で演算増幅器３１５
ｂの出ツノがハイレベルになる。このため各半サイクル
でキャパシタ３２０は電源電圧まで充電され、この電圧
は演算増幅器３１５Ｇの正入力に印加される。これによ
って演算増幅器３１５Ｃの出力がハイレベルに追いやら
れ、ハイ信号がリレー起動回路１９０に印加される。

ブリーダ抵抗３２１は各半サイクルで、演算増幅器３１
５Ｃの負入力の基準電圧よりもキャパシタ３２０の電圧
を低くするようこれを放電することはできない。

リレー起動回路１９０は抵抗３２５と３２７およびトラ
ンジスタ３２６と３２８とより成る。リレー起動回路１
９０にロー信号が印加されると、トランジスタ３２６と
３２８はともにオフであり主電力リレー１８０のコイル
に電流が流れない。

しかし、リレー起動回路１９０にハイ信号が印加される
と、トランジスタ３２８と３２７にベース電流が流れト
ランジスタ３２８をオンとする。１〜ランジスタ３２８
がオンとなると、主電力リレー１８０のコイルに電流が
流れ、リレー接点を閉じてライン電圧を主トランジスタ
スイッチ１５８に印加する。ｌ−ランジスタ３２８がオ
フとなると、フライバックダイオード３２９は主電力リ
レー１８０のコイルから電流を循環させ、トランジスタ
３２８を過電圧が保護する。

ノツチ位置回路１６２はダイオード３３４．３３５．３
６５および抵抗３３３と３３７より成る。

ダイオード３３４と３３５ならびにプルアップ抵抗３３
３はＡアゲ−１〜を形成する。光カブラ３０８と演算増
幅器３１５ｄの出力がハイであると、プルアップ抵抗３
３３ｔよダイオード３３４と３３５のアノード接合をハ
イとする。従って、抵抗３３７とダイオード３６５に電
流が流れてベース駆動回路２３０のトランジスタ３６６
をオンとし、主トランジスタスイッチ１５８をオンとす
る（ベース駆動回路２３０のより詳細は以下の説明を参
照されたい）。

もし光カプラ３０８か演算増幅５３１５ｄの出力がロー
となると、ダーｒオード３３４と３３５のアノードはロ
ーとなり、トランジスタ３６６のペース駆Ｅ）Ｊが除か
れてこのｉ〜ランジスタをオフとする。

演算増幅器３４０ａと３１１０ｂおよびそれに関連した
部品は電圧検知回路１７０の一部を構成づ−る。動作中
はこの回路は、もしトランジスタのコレクタ電圧か所定
値以下になると、ＡＣラインのゼロクロス前に主トラン
ジスタスイッチ１５８のノツチ閉止シーケンスを開始さ
せる働きをする。

演算増幅器３４０ａの機能は、各半サイクルで九カブラ
３０８の出力がローとなる時間を検出することである。

九カブラ３０８の出力信号は抵抗３３６とキャパシタ３
３８とより成るローパスフィルタに通うされて約２００
ｐｓｅｃの位相遅れを与えられて、演算増幅器３４０ａ
の負入力に印加される。

演鈴増幅器３４０ａの正入力は電源電圧の半分の基準電
圧が与えられている。光カブラ３０８の出力がハイの時
、演算増幅器３４０ａの出力は強制的にローにされる。

光カブラ３０８の出力がローの時は、演算増幅器の出力
はオーブンコレクタとなり、出力電圧は外部回路条件に
よって決まる。

演算増幅器３４０ｂの機能は、主トランジスタスイッチ
１５８の電圧がある所定値以下になる時を検出すること
である。

主トランジスタスイッチ１５８のコレクタは、抵抗３４
３と３４２の直列接続を介して演算増幅器３４０ｂの負
入力に接続されている。抵抗３４３と３４２ならびに抵
抗３４１は電圧分圧器を形成し、主トランジスタスイッ
チ１５８のコレクタ電圧の一部を演算増幅′５３４０ｂ
の負入力に印加するのに使用される。演算増幅器３４０
ｂの正入力は電源電圧の半分の基準電圧が与えられてい
る。

このため、メイントランジスタスイッチ１５８がオンで
あって電圧がない時は、演算増幅器３４０ｂの出力はオ
ーブンコレクタであり、そ電圧は外部回路条件によって
決められる。主トランジスタスイッチ１５８がオフとな
り実質的な電圧があると、演算増幅器３４０ｂの出力は
ローレベルに追いやられる。主トランジスタスイッチの
電圧がノツチ期間で降下して、演算増幅器３４０ｂの負
入力の電圧が正入力の基準電圧以下になると、演算増幅
器３４０ｂの出力は再びオーブンコレクタとなる。

主トランジスタのコレクタ電圧がノツチ期間中にある所
定値以下になった峙のように、演算増幅器３４０ａと３
４０ｂの出力がともにオーブンコレクタとなると、プル
アップ抵抗３４４はこれら出力をハイに引上げ、電流が
抵抗３３９どダイオード３６５を介して流れベース駆動
回路２３０のトランジスタ３６６をオンとし、メイン１
〜ランジスタスイツチ１５８をオンとする。もし演算増
幅器３４０ａあるいは３４０ｂの出力がローに追いやら
れると、他側の出力はローに引下げられ、これら両出力
はトランジスタ３６６のオンに対してなんらの影響も持
たない。

抵抗３６６とキャパシタ３３８で与えられた位相遅れの
目的は、主トランジスタスイッチ１５８がまずオフとさ
れ非常に小さい電圧しかない時に、もし位相遅れがない
と生じる主トランジスタスイッチ１５８がただちにオン
に戻るのを防ぐことを確実にすることである。２００ｐ
ｓｅｃの位相遅れによって、主トランジスタスイッチ１
５８が上述の所定値より大きくなるまでは、演算増幅器
３４０ａの出力はオーブンコレクタとならない。

電圧検知回路１７０の一部はさらに演算増幅器３４０Ｃ
とそれに関連する部品から構成されている。演算増幅器
３４０Ｃの正入力は電源電圧の半分の基準電圧を与えら
れている。抵抗３４７．３４８および３４９は電圧分割
器を形成し、主トランジスタスイッチ１５８のコレクタ
・エミッタ間電圧の一部を演算増幅器３４０ｃの負入力
に与えている。主トランジスタスイッチ１５８の電圧が
ない場合あるいは低い電圧である場合、演算増幅器３４
０Ｃの負入力の入力重圧は基準電圧よりも小さく、演算
増幅器３４０Ｃはオーブンコレクタである。好ましい実
施例では主トランジスタスイッチ１５８のコレクタ・エ
ミッタ間電圧、が８０■を超える時はいつも、演算増幅
器３４０Ｃの負入力の電圧が正入力に印加されてる電ｑ
ｌ圧の半分に等しい電圧よりも大きくなるよう、電圧分
割器の抵抗３４．３４８および３４９の伯を決めている
。従って、演ｎ増幅器３４０ｃの出力はローに追いやら
れ、トランジスタ３６６のベース駆動を除いて主トラン
ジスタスイッチ１５８をオフとする。演算増幅器３４０
ｃの出力は、ここでも、主トランジスタスイッチ１５８
が８０Ｖ以下になるまでは、オーブンコレクタとならな
い。電圧検知回路のこの部分は、電流制限モード（後述
する〉で主トランジスタスイッチ１５８が消費するエネ
ルギーを、良好な調光に適切な波形を保ちながら、制限
している。ダイオード３４６と３４５は各々演算増幅器
３４０ｂの負入力端子を保護し、これら端子の最大電圧
を電源電圧にクランプしている。

ベース駆動回路２３０はトランジスタ３６６と３６８お
よび１氏抗３６７．３７７．３７８および３７５とより
成る。主トランジスタスイッチ１５８はグーリン１−ン
接続のトランジスタ３７つと３８０とより成る。ベース
駆動電源の電力需要を低下させるためにダーリントン接
続を用いている。

ベース駆動信号のない時のベース電流は、非安定１０　
Ｖ　Ｄ　Ｃ電源からベース抵抗３７７と３７８　ａ３よ
び抵抗３７５を介して１〜ランジスタ３７つと３８０に
与えられる。この状態はトランジスタ３６６がオンとな
りトランジスタ３６８をオフとした時である。トランジ
スタ３６６がオフとなりトランジスタ３６８がオンとな
るとベース電流をベース抵抗３６７を介して受け、主ト
ランジスタスイッチ１５８からベース駆動電流を分流し
てこれをオフとする。

電流制限回路２２０は抵抗３８１．３８２．３７６．３
７４．３７３．３７２と３７０、ツェナーダイオード３
７１およびトランジスタ３６９とより成る。主１−ラン
ジスタスイッチ１５８に通常の電流が流れていると、ト
ランジスタ３６９のベースはツェナーダイオード３７１
によってエミッタのレベル以下に抑えられている。主ト
ランジスタスイッチ１５８を流れる電流が増加すると、
抵抗３８１と３８２の電圧降下が増加してトランジスタ
３８０は加熱する傾向になり、ベース・エミッタ接合の
電圧降下を減らす。これら電圧の合計は、抵抗３７４．
３７３と３７２で形成される電圧分割器によって分圧さ
れトランジスタ３６９０ベースに印加される。主トラン
ジスタスイッチ１５８の電流が可変抵抗３７３によって
設定された所定値を超すと、トランジスタ３６９のベー
スに充分な電圧が印加されこれをオンとする。これによ
って主トランジスタスイッチ１５８のベース駆動を除い
てオンを開始する。次にトランジスタ３６９がオンにバ
イアスされなくなるまで主トランジスタスイッチ１５８
の電流は少なくなる。主１−ランジスタスイッヂ１５８
は再度オンされる。このフィードバックの実際上の結果
は、主トランジスタスイッチ１５８のアクティヴ領域で
主トランジスタスイッチ１５８の電流を所定値に制限す
ることである。検知さされた電圧にトランジスタ３８０
のベース・エミッタ間電圧を含ませろことは、特に動作
温度が大きく変化する時にこのフィードバックループを
安定化するにも用であることがわかった。電流制限回路
２２０はキャパシタ２００の放電速度をも制限するのに
役立っている。

キャパシタ２００は本発明の好ましい実施例の主分流器
である。入力ホットラインと負荷ホットラインとの間に
直列接続されている。バイパススイッチ３８４はシステ
ム設置やチェックの門主トランジスタスイッチ１５８を
短絡し、誤配線による故障から保護している。金属酸化
バリスタ（ＭＯ〜／）２０２は主トランジスタスイッチ
を高エネルギー過渡電圧から保護している。ＭＯＶ２０
２はｌ１１１様の過渡電圧から制御回路を保護する。仝
波ブリッジ３８３は第１１回のブリッジに対応する。

変成器１５０はベース駆動電源１５２と低圧電源１６０
に電力を供給する。変成器１５０の二次巻線やよセンタ
タップを有している。二次巻線全体の出力電圧は全波ブ
リッジ３８５のＡＣ端子に印加される。ブリッジ３８５
の出力はフィルタのキャパシタ３８６と３８７の直列接
続に接続されている。キャパシタ３８６と３８７の中点
は変成器１５０の二次巻線のセンタタップに接続されて
いる。キャパシタ３８６の一端は回路のコモンラインに
接続されている。好ましい実施例では、約５Ｖの非安定
化電圧がキャパシタ３８６間に印加され、約１０Ｖの非
安定化電圧がキャパシタ３８６と３８７の直列接続間に
印加される。これらの電圧は主トランジスタスイッチ１
５８のベース駆動とリレー１８０のコイル電圧を与える
のに使用される。

非安定化１０ＶＤＣは電圧安定′ａ３８９の入力に印加
される。好ましい実施例では安定化電圧８Ｖがキャパシ
タ３９０によって濾波され制御回路の電力供給に使用さ
れる。ダイオード３８８は、ターンオフ過渡状態で入力
電圧が出力電圧よりも小さくなった場合に安定器３８９
を保護している。

故障保護回路１６４は演算増幅器３４０ｄと３１５ｄお
よびこれらに関連した部品より構成されている。演算増
幅器３４０ｄの正入力は電ｍ電圧の半分の基準電圧が与
えられている。）寅Ｑ増幅器３４０ｄの負入力は、抵抗
３５２．３５３と３５４、キャパシタ３５１と３５５ｄ
″３よびダイオード３５０で形成された積分回路の出ツ
ノに接続されている。主トランジスタスイッチ１５８の
コレクタ電圧はダイオード３５０のアノードに印加され
、キャパシタ３５１の充電に用いられる。ダイオード３
５０どキャパシタ３５１はピーク電圧検出回路を形成覆
る。キャパシタ３５１の電圧は抵抗３５２．３５３．３
５４より成る電圧分割器によって分圧され、演算増幅器
３４０ｄの負入力に印加される。キャパシタ３５５と抵
抗３５２．３５３と３５４はローパスフィルタを形成す
る。実際の効果は、演算増幅器３４０ｄの負入力の電圧
が主トランジスタスイッチ１５８のコレクタ電圧の１０
〜１５個の半サイクルでのピークの積分値となることで
ある。

演算増幅Ｚ３４０ｄの負入力の電圧は通常正入力の基準
電圧よりも低く、その出力はオーブンコレクタである。

故障状態、例えばランプを取除いた電力コントローラの
動作では、負入力の電圧が基準電圧以上に上昇し、演算
増幅器３４０ｄの出力はローに追いやられる。

演算増幅器３４０ｄの出力は演算増幅器３１５ｄの正入
力に接続され、抵抗３３１とキャパシタ３３０もこの正
入力に接続されている。定常状態では、キャパシタ３３
０は電源電圧に充電されている。演算増幅５３４０ｄの
出力がローに追いやられると、キャパシタ３３０は○■
に放電される。

演算増幅器３４０６の出力が再びオーブンコレクタにな
ると、キャパシタ３３０は抵抗３３１を介して電源電圧
に充電される。

演算増幅器３１５ｄの負入力は演算増幅器３１５ａとそ
れに関連する部品によってつくられた鋸歯状波に接続さ
れている。キャパシタ３１０と抵抗３１１は光カブラ３
０８の出力信号を微分ずろ。

ダイオード３１２は負電圧を接地電位にクランプする。

従って演算増幅器３１５ａの負入力の入力電圧はハイレ
ベルに向かう光カプラ３０８の出力に同期した正方向ｉ
・リガであり、これはＡＣ電源電圧のゼロクロスで発生
する。

演算増幅器３１５ａの正入力は電源電圧の半分の基準電
圧が与えられている。従って、負入力にトリガパルスを
受ける毎に演算増幅器３１５ａの出力はローにされる。

抵抗３１３とキャパシタ３１４は演算増幅器３１５ａの
出力に接続されている。出力がローにされるとキャパシ
タ３１４は放電する。出力が再びオーブンコレクタにな
ると、キャパシタ３１４は次のトリガパルスが負入力に
印加されるまで抵抗３１３を介して充電される。

従って′／ｙＪ算増幅器３１５ａの出力電圧はＡＣ電源
電圧のゼロクロスに同期した鋸歯状波Ｃある。

前ｊホしたように、定常状態では、演算増幅器３１５ｄ
の正入力は電源電圧である。好ましい実施例では、負入
力に印加された鋸歯状波は電源電圧の約２／３まで上４
１−る。従って、演算増幅器３１５ｄの出力はΔ−ブン
コレクタであり、通常は定常状態でプルアップ抵抗３３
２によってハイレベルに引上げられている。

故障状態では、演算増幅器３１５ｄの正入力の入力電圧
は○■に追いやられる。従って、演算増幅器３１５ｄの
出力はローに追いやられ、光カブラ３０８の出力にかか
わらずトランジスタ３６６からベース駆ジＪが除かれる
。故障が取除かれた後、演算増幅器３４０ｄの出力はオ
ーブンコレクタとなる。これによってキャパシタ３３０
は数個の半サイクルの間充電が可能である。このゆるや
かに上昇するキャパシタ電圧は、演算増幅器３１５ａの
出力の鋸歯状波と比較される。各半サイクルの始めに演
算増幅器３１５ｄの出力はＡ−ブンコレクタとなり、キ
ャパシタ３３０が充電している各半サイクルの漸増する
長い期間にわたってこの状態に滞まる。従って、各サイ
クルで益々長い期間ｉ〜ランジスタ３６６にベース駆動
が与えられる。

これによって、光カブラ３０８の出力電圧がトランジス
タ３６６のターンオフ時間を制′Ｌ：ｉ１１する時通常
状態への遷移が安全に行われることを確実にしている。

演算増幅器３６２ａと３６２ｂおよびそれらに関連する
部品は起動シーケンス回路を形成し、ランプをその最大
光出力にターンオンしてから徐々に使用者制御手段で設
定されたレベルまで減光する。好ましい実施例ではこの
減光【よ約３秒間で行われる。

演算増幅器３６２ｂの負入力は演算増幅器３１５ａの出
力である鋸歯状波に接続されている。演惇増幅器３６２
ｂの正入力はキャパシタ３６１に接続され、キャパシタ
３６１の他端は回路のコモンラインに１８続されている
。端子３００に制御信号が存在しないと、キャパシタ３
６１は抵抗３５８とダイオード３６０を介して電源電圧
に充電する。従って、演算増幅器３６２ｂの正入力の電
圧は、つねに、負入力の鋸歯状波電圧よりも大きく、演
算増幅５３６２ｂの出力はオープンコレクタである。こ
の出力はプルアップ抵抗３６４によって電源電圧に引上
げられベース電流が抵抗３６３とダイオード３６５を介
してトランジスタ３６６に供給されこれをオンどし、各
半４ノイクルの全期間で主１−ランジスタスイッチ１５
８をオンとする。

上述したように端子３００に制御信号があるとぎはいつ
も、演算増幅器３１５Ｃの出力はハイとなる。従って、
電流が抵抗３５６に流れてトランジスタ３５７をオンと
する。従って、キャパシタ３６１は抵抗３５９を介して
放電できる。好ましい実施例では、これには数秒時間が
かかる。キャパシタ３６１が放電すると、各半サイクル
で演算増幅器３６２ｂの負入力での鋸歯状波電圧がキャ
パシタ電圧よりも大きく演ｎ増幅器３６２ｂの出力がロ
ーに追いやられて１−ランジスタ３（３６と主１−ラン
ジスクスイッチ１５８とをオフとする期間が増加する。

従って、出力電圧波形のノツチは徐々に開いて行く。こ
のプロセスのある時点で光カブラ３０８の出力信号が支
配して、各半サイクルで演免増幅器３６２ｂの出力より
も遅れてベース電流を要求し、起動シーケンス回路はも
はや出力電圧波形に影響を及ぼさなくなる。

演ｎ増幅器３６２ａは、初期のターンオン状態で電圧検
知回路１７０の一部に対して無効Ｒ能を勺える。

演算増幅８３６２ａの負入力はキャパシタ３６１に接続
されている。従って、この点の電圧は、最初は電源電圧
であり、２〜３秒間でゆるやかにＯｖに守下する。演ｎ
増幅器３６２ａの正入力は電源電圧の約１／３の基準電
圧が与えられている。

従って、初めは演算増幅器３６２ａの出力はローに追い
やられている。演算増幅器３４０ａと３４ｏｂの出力は
ローに追いやられ、トランジスタ３６０をオンとさせな
い。キャパシタ３６１が基準電圧よりも低い電圧に放電
すると、演Ω増幅器３６２ａの出力はオーブンコレクタ
となって演算増幅器３４０ａと３４０ｂは通常状態で動
作できる。

無効機能は、主トランジスタスイッチ１５８の電圧が低
い起動状態で主トランジスタスイッチ１５８を゛重圧検
知回路１７０が早すぎてオンすることを防いでいる。

第２０図の回路の抵抗およびキャパシタの現在の好まし
い値は第２表に与えられている。特に指定しない限りす
べての抵抗は０．５〜■定格電力以上は不要である。

第２表 ３０４　　３３ｋ　　３４４１１０ｋ　　　　　３０３
　０１１１ｆ　　　２５０ｖ３０５　　３３ｋ　　３４
７　１０ｋ　　　　　３０６　２．２μｆ　　　５０ｖ
３０７　　　１ｋ　　　３４８　１１０ｋ　　　　　　
３１０　　１．０００（Ｉｆ　　　　５ｏｖ３０９　　
１０ｋ　　３４９１１０ｋ　　　　　３１４　０．１＃
ｆ　　　５０ｖ３１１　　１０ＯＫ　　３５２１１０ｋ
　　　　　３２０　０１μｒ　　　５０ｖ３１３　　１
００Ｋ　　３５３１１０ｋ　　　　　３３０　１ｏｌｌ
（５０ｖ３１ｆ３　　　　１０ｋ　　　　３５４　　１
０ｋ（可変）　　　　　３３８　　３，３００ｐｆ　　
　　　５０ｖ３１７　　　１０ｋ　　　３５Ｇ　　１０
ｋ　　　　　　３５１　　０．３３．＃ｆ　　　６００
ｖ３．１８　　　１０ｋ　　　３５８　１０ｋ　　　　
　　３５５　　１００／ｌｆ　　　　５０ｖ３２１　　
　８２０ｋ　　　３５９　　１Ｈ３Ｃ１１４，７４ｆ　
　　　！１ｏｖ３２２　　　１０ｋ　　　３６３　１０
ｋ　　　　　　３８＆　　　２，２００１１１’　　　
　１０ｖ３２３　　　１０ｋ　　　３Ｃ１４１０ｋ　　
　　　　３８７　　２．２００μｆ　　　　１０ｖ３２
４　　　４．７ｋ　　　３６７　　１ｋ　　　　　　３
９０　　４．７／、ｆｒ　　　　５０ｖ３２５　　１０
ｋ　　３７０１００ ３２７　　１ｋ　　３７２　１００ ３３１　　　１００ｋ　　　　３７３　　２０　（可変
）３３２　　１０Ｋ　　３７４　２２ ３３３　　１０ｋ　　３７５　１に ３３６　　１００ｋ　　３７０１００ ３３７　　１０ｋ　　３７７　４７（２Ｗ）３３９　　
１０Ｋ　３７８　４７（２Ｗ）３４１　　１００Ｋ　　
３８１　０．１３　（３Ｗ）３４２　　１＋ＯＫ　　３
８２　０１３（３Ｗ）７リツジ３０１．！＝３８５４．
ｔｌＡ、’６００Ｖ定格である。ブリッジ３８３はＩＯ
Ａ、６００Ｖ定格である。光カブラ３０８はぜネラルエ
レクトリック社のＨＩＩＫＩである。ダイオード３１２
．３１９．３３４．３３５．３４５．３４６．３６０゜
３６５および３８８はｌＮ９１４タイプである。

ダイオード３２９はｌＮ４０４タイプである。ダイオー
ド３５０は１Ａ、６００■定格である。ツェナーダイオ
ード３７１のブレークＡ−パ電圧は２．５Ｖである。ト
ランジスタ３２６．３５７および３６６は２Ｎ４１２３
タイプである。トランジスタ３２８はＭＪＥ１７０タイ
プである。トランジスタ３６８と３６９はＭＪＥ１８２
タイプである。トランジスタ３７９と３８０は２８Ｃ３
３０７タイプである。演算増幅器３１５ａ、３１５ｂ、
３１５Ｃおよび３１５ｄは１Ｍ３３９である。

同じく演算増幅器３４０ａ、３４０ｂおよび３４０ｄは
１Ｍ３３９である。演口増幅器３６２ａと３６２　ｂ　
）、ｔ　Ｌ　ｔｖｌ　２９０３である。電圧友定器３８
９の出力電圧は８．Ｖである。変成器１５０は１５○■
−次巻線と１０■センタタップ付き二次巻線を有する。

金属酸化バリスタ２０２はビネラルエレクトロニクス社
のＶ３２０ＬＡ１５Ａである。

金属酸化バリスタ２１０はパナソニック礼の２０に２２
１Ｖである。リレー１８０は６ＶＤＣコイルど１５Ａ電
流定格の接点を右づ゛る。

本発明は発明の精神および必須の属性から逸脱すること
なく他の特定の構成に実施することもできる。従って、
本発明の範囲を示すものとしては、上述の説明よりもむ
しろ特許請求の範囲を参照すべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の位相制御の調光回路でつくられる波
形を示す図、 第２図は従来技術のノツチ制御の調光回路でつくられる
波形を示す図、 第３図は従来の調光回路の動作を説明するための従来配
線を示す概略図、 第４図は本発明を用いることのできる配線を説明する概
略図、 第５図は本発明の基本原理を説明するための簡略化した
ブロック図、 第５Ａ図は本発明の好ましい実施例の簡略化したブロッ
ク図、 第６図は好ましい実施例によってつくられる波形を示す
図、 第７図は本発明の第２実廠例を説明づ−る概略図、第８
図（Ａ）（Ｂ）は本発明の好ましい実施例の動作を説明
するための波形図、 第９図（Ａ＞（Ｂ）は可変分流器のカッ１ヘインが早づ
ぎて発生した時の好ましい実施例の動作を説明覆る図、 第１０図（△〉　（Ｂ）は可変分流器のカットインがＨ
すごて発生した時の好ましい実施例の動作を説明する図
、 第１１図は本発明の好ましい実施例の基本的構成を示す
図、 第１２図は第１１図の実施例の動作を説明すろフロー図
、 第１３図（よ本発明の第３９こ施例の概略図、第１３Δ
図と第１３Ｂ図は、各々、第１３図の回路にＪ：ってつ
くられるバラスト入力電圧波形とバラスト入力電流波形
とを示す図、 第１４図は第１３図の実施例の動伯原〕１１を示す簡略
化したブロック図、 第１５図は本発明の第４実施例の概略図、第１５Ａ図と
第１５Ｂ図は、各々、第１５図の実施例によってつくら
れるバラスト人力電り波形とバラスト入力電流波形を示
す図、 第１６図は本発明の第５実施例の概略図、第１７図は第
１６図の実施例によってつくられる負荷出力電圧波形を
示す図、 第１８間は本発明の好ましい実施例に」：ろ電力制御シ
ステムのブロック図、 第１９図は第１８図の使用者制御回路１００の回路図、
第２０八図と第２０８図は第１つ図に示されない第１８
図の回路部分を示す図、第２１図は第１８図の使用者制
御回路１００によってつくられる制御信弓を示す図、そ
して第２２図は第２０Ｆ３図の光カブラの出力信弓を示
す図である。 １００・・・使用者制御回路、１５０・・・変成器、１
５２・・・ベース駆動電源、１５４・・・ｄ制御インタ
フェース、１５８・・・主１〜ランジスタスイツチ、１
６０・・・爪印電源、１６２・・・ノツプ位四回路、１
６４・・・故障保護回路、１７０・・・１〜ランジスタ
電圧検知回路、１８０・・・リレー、１９０・・・リレ
ー起ｆＪノ回路、２００・・・４１？パシタ、２２０・
・・電流制限回路、２３０・・・ベース駆動電源。 ほか１名 一コ：〒”、５Ａ。 −Ｊｘｃｙ、’Ｚ Ｚ。 ロー！−ｘｃｇとヨし　（Ａ） （Ｂ） ３　ご゛

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力ＡＣ電圧を入力端子に入力し、出力ＡＣ電圧
   を出力端子に供給する制御回路より成り、この制御回路
   は 前記入力端子と出力端子とを相互接続するスイッチ素子
   と、前記出力端子にエネルギを分流するために接続され
   た主エネルギ分流手段と、 前記出力端子に接続され前記出力端子に制御したエネル
   ギ量を分流する可変エネルギ分流手段と、そして前記ス
   イッチ素子と前記可変エネルギ分流手段とを制御する手
   段とより成り、 前記可変エネルギ分流手段は、前記制御回路によって起
   動されて前記スイッチ素子がオフの間制御された所定時
   間エネルギを分流して前記出力ＡＣ電圧の出力波形を制
   御することを特徴とする電力制御システム。
2. （２）前記可変エネルギ分流手段は、前記スイッチ素子
   のターンオフ直後に起動される特許請求の範囲第１項記
   載のシステム。
3. （３）前記可変エネルギ分流手段は、前記スイッチ素子
   のターンオフ直前に起動される特許請求の範囲第２項記
   載のシステム。
4. （４）前記可変エネルギ分流手段は、前記スイッチ素子
   のターンオフ直前に起動される特許請求の範囲第１項記
   載のシステム。
5. （５）前記主エネルギ分流手段は、前記入力端子と出力
   端子とに直列に接続され前記可変エネルギ分流手段に並
   列に接続されたインピーダンス素子より成る特許請求範
   囲第１項記載のシステム。
6. （６）前記可変エネルギ分流手段は、前記入力端子と出
   力端子とに直列に接続され、導通度が制御される半導体
   デバイスより成り、この半導体デバイスはその導通度を
   変化させることによって分流されるエネルギ量を制御す
   る電流量を制限して動作できる特許請求の範囲第１項記
   載のシステム。
7. （７）前記スイッチ素子は前記導通度が制御されるデバ
   イスより成り、このデバイスは前記電流のオンおよびオ
   フを切替えて動作することもできる特許請求の範囲第６
   項記載のシステム。
8. （８）前記導通度が制御されるデバイスの導通度を前記
   出力ＡＣ電圧の関数として制御する手段をさらに有する
   特許請求の範囲第６項記載のシステム。
9. （９）前記導電度が制御されるデバイスは、前記出力Ａ
   Ｃ電圧が前記入力ＡＣ電圧と実質的に等しいオンモード
   と、 前記出力ＡＣ電圧は前記主エネルギ分流手段に蓄積され
   たエネルギのみから実質的に前記出力端子に供給される
   オフモードと、そして 前記導通度が制御されるデバイスの導通度は、前記出力
   ＡＣ電圧の各サイクルの少なくとも一部の間前記導通度
   が制御されるデバイスを介して実質的に一定の出力電流
   を得るように変化する電流源モードとの少なくとも３個
   の動作モードを有している特許請求の範囲第６項記載の
   システム。
10. （１０）負荷に供給されるＡＣ電源からの電力を制御す
    る方法であって、 （ア）前記電源と負荷とに直列接続されたスイッチ素子
    を閉じ、 （イ）第１の所定時間の後前記スイッチ素子を開いて、
    前記負荷にエネルギを分流するために主エネルギ分流器
    を起動し、 （ウ）第２の所定時間の後に可変エネルギ分流器を起動
    して前記負荷にエネルギを加えるべく分流し、 （エ）前記スイッチ素子を閉じることによって前記主エ
    ネルギ分流器と可変エネルギ分流器によるエネルギの分
    流を停止し、そして （オ）前記ＡＣ電源の電圧の各半サイクルで少なくとも
    １回前記ステップ（イ）から（エ）を繰返すステップよ
    り成る電力制御方法。
11. （１１）前記ステップ（ウ）は前記負荷に供給されたＡ
    Ｃ電力の波形を制御する特許請求の範囲第１０項記載の
    方法。