JPS6156792B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、主として電子腕時計用のステツプモ
ータの駆動手段に関するものである。 電子腕時計用超小型ステツプモータの様に低消
費電力が要求されているステツプモータでは、低
消費電力の手段としてステツプモータ自身の電気
―機械変換効率の向上の他に、通常時は低電力で
駆動し、何らかの原因で正常にロータが回転しな
かつた時には、通常時よりも大電力で、速やかに
再駆動する、いわゆる補正駆動方式が考案されて
いる。この補正駆動方式を採用する場合、重要な
事は、いかにしてロータの回転、非回転を検出す
るかということと、従来の固定パルス駆動方式に
対して耐磁性等、外部条件に対する止まりにくさ
を確保するかということである。 第１図は、従来から使用されている電子時計の
運針駆動用に用いられ、本発明にも使用されてい
るステツプモータの一例であり、第１図Ｂは、従
来この構造のステツプモータを駆動するために用
いられている反転パルスの例である。 第１図Ｂの駆動パルスをコイル３に印加するこ
とにより、ステータ１を磁化し、ロータ２の磁極
との反発、吸引力によりロータは180゜回転す
る。 従来は、この印加する駆動パルスの長さは、時
計として保証すべき全ての条件に於てモータの出
力を保証できる様な幅に選ばれていた。ところ
が、これでは、カレンダー負荷、電池の内部抵抗
大、末期における電圧低下等に対する余裕を含ま
せなければならず、どうしても余裕のあるパルス
幅で駆動しなければならなかつた。そのため、こ
の方法を改良し、通常は、あまり余裕のないぎり
ぎりのパルス長さでステツプモータを駆動し、そ
の後ロータが回転したか、しなかつたかを判断す
る検出回路等を具備し、ロータが非回転と判断し
たときのみ、従来から用いられている様なパルス
幅で補正駆動を行なうという方法が提案されてい
る。 このロータの回転、非回転の検出を実施する
際、外部に検出器を具備させることは、時計のコ
スト、小型・薄型化という要求から、採用するこ
とは困難であるため、ロータが回転した場合とロ
ータが非回転であつた場合には、駆動パルス印加
後のロータの振動による発電の状態が違うという
特徴をとらえて、ロータの回転、非回転を判断す
る方法がとられていた。 第３図は、従来から用いられているステツプモ
ータの電流波形である。第３図におけるａという
区間は、駆動パルスを印加している時間、ｂは駆
動パルス印加後、ロータの振動による誘起電流の
ために発生する電流である。第３図b₁の波形はロ
ータが回転した場合の電流波形であり、b₂はロー
タが非回転であつた場合の電流波形である。 この時の駆動回路は、第４図Ａに示す様な回路
であり、４と５はＮチヤンネル電界効果トランジ
スタ及びＰチヤンネル電界効果トランジスタによ
り構成されるインバータであり、その出力にステ
ツプモータのコイル３が接続される。 駆動パルス印加後、コイル３はインバータを構
成するトランジスタにより短絡され、このときロ
ータの振動により第３図のｂに示す区間で電流が
流れ、b₁はロータが回転時、b₂はロータが非回転
のときの波形であり駆動トランジスタのON抵抗
とロータ振動電流の積の電圧が発生する。この発
生した電圧をトランスミツシヨンゲートを介する
ことにより同方向の電圧に変換した後、６の電圧
比較器により、基準電圧とピーク電圧の比較を行
ない、ロータの回転、非回転を判断し、ロータが
非回転と判断した場合、補正駆動を行なう。 ところがこの方法は、交流磁場内に時計が挿入
された場合、外部磁界がコイルに電圧を誘起する
ため、ロータの動きによる誘起電圧により、ロー
タの回転、非回転を判断する場合、外部ノイズと
して検出信号に加算されてしまうため、誤検出を
起こし、ロータの誤動作、つまり時計の狂いを発
生させてしまう。 第５図は、ステツプモータの駆動パルス幅と交
流耐磁性をとつたグラフであるが、電子時計の低
電力化のため、通常駆動パルス幅は、駆動しうる
ぎりぎりのパルス幅に設定されると、この通常駆
動パルスでの耐磁性は悪化する方向にあり、この
補正駆動方式を時計として採用し、従来通りの耐
磁性を得るためには、よりしつかりした耐磁構造
をとらねばならず、低電流化は図れるが、耐磁構
造のために、シールド板を追加し、薄型化、小型
化のためには不利となつたり、コストも高くな
り、その利点を十分発揮することはできなかつ
た。 本発明は、磁場に時計が入つたことを検出し、
通常の駆動パルス幅では時計が止つてしまうのを
防ぐため、外部磁界に強いパルス幅で強制的にス
テツプモータを駆動してしまうために、前述した
従来の補正駆動方式の欠点を補うとともに、固定
パルス方式による駆動よりも更に耐磁性を向上さ
せるという目的でなされたものである。 本発明では、ロータの動いていない時間、つま
り第３図の駆動パルス幅ａの区間およびロータの
振動が減衰し電流の流れなくなるまでの区間ｂ以
外の時間にコイル３に誘起する電圧を検出し、信
号が検出されたなら、時計が磁場内に入つたこと
を認識し、次の駆動パルス幅を最も磁界に対して
止まりにくくなるパルス幅に固定し、耐磁性を向
上させるというものである。 本発明の磁場検出の特徴は、ホール素子、磁気
抵抗素子等の特別の磁場検出素子を用いずに、ス
テツプモータのコイルに誘起される電圧を検出す
ることにあるが、次に交流磁場内にステツプモー
タがさらされた場合、コイル３に誘起される電圧
を説明する。 第２図は、ステツプモータのコイルと磁心７を
原理的に描いたものである。ステツプモータに用
いられているコイルは、普通細長い形状をしてい
るので、外部の磁界がコイルの磁心に集中しやす
く、形状によりいちがいには言えないが、10倍位
の磁束密度になるのが普通である。この時のコイ
ル３に誘起される電圧ｖは、コイル３の巻き数を
ｎ、磁心７の磁束をΦとすれば、ｖ＝−ｎ・ｄ
Φ／dtで与えられる。磁心として表の形状の
ものを用いた場合には、磁心内の磁束密度が外部
のそれ

【表】 の10倍になるとすると、磁心の磁束Φは、次式で
与えられる。 Φ＝10×Ｓ×Ｂ×sinωｔ ここで、Ｓは磁
心７の断面積、Ｂ〔ガウス〕は交流磁場の磁束密
度のピーク値である。，式より、 ｖ＝−10×ｎ×Ｓ×Ｂ×ω×cosωｔ＝ −10×１×10⁴（ターン） ×0.64×10^-4（m²）×Ｂ×10^-4（wb／m²） ×２π×50（Hz） ×cosωｔ＝−6.4π×10^-2×Ｂ×cosωｔ
〔ｖ〕 ＝−0.20×Bcosωｔ〔ｖ〕 したがつて、もし外部磁場の磁束密度Ｂが２ガ
ウスなら、ｖ＝−0.4cosωｔ〔ｖ〕となる。 従つて、外部磁場を検出し、ステツプモータの
駆動パルスを制御するためには、このコイルに発
生した電圧を検出してやると良い。 実施例 １ 従来の方法で説明した補正駆動方式に、駆動パ
ルス印加前に交流磁場検出回路を付加することに
より、本発明は達成される。 第４図Ａの回路に於て、駆動パルス印加前に、
コイル３に発生する電圧をトランスミツシヨンゲ
ートを通じ、電圧比較器６で電圧検出を行なうこ
とにより、外部磁界の検出ができる。 第４図Ｂは、第４図Ａでインバータを構成した
Ｐチヤンネル電界効果トランジスタとＮチヤンネ
ル電界効果トランジスタの各ゲートを切り離し、
両者ともOFFとなる３―ステートインバータと
して構成されており、時計が磁場内に入つたこと
を検出する場合は、コイル３を開放の状態にし、
磁場検出の感度の増加を図つたものであり、それ
以外の動作は、前記と同様である。 第５図は、ステツプモータの駆動パルス幅を変
化させたとき、交流耐磁性がいかに変化するかを
述べたものである。本発明では、磁場内に入つた
ことを検出すると、８の領域のピーク点、又は、
９の領域の耐磁性の良いパルス幅でステツプモー
タを駆動することができ、交流耐磁性を向上させ
ることができる。 この時、駆動パルスタイムチヤートは、第６図
に示す。ａは通常駆動パルス、ｂはロータ回転検
出時間、ｃは、ａで非回転であつた場合に再駆動
を行なう補正パルス、b′はロータ静止時間、ｄは
磁場検出時間、更に、ｄで磁場内であると判定さ
れた時には、ｅの様に、ａやｃという駆動パルス
より長いパルスで駆動を行なう。 次に実施例２に示す実施例では、回転、非回転
の情報の処理方法と検出信号の増幅方法に改良を
加えた。 第７図に示す回路図は、本実施例のステツプモ
ータ駆動部ならびにロータの回転、非回転検出
部、磁場検出部である。本実施例では、コイルに
誘起される電圧を高インピーダンス素子に断続的
に印加することにより特別な増幅器を必要とする
ことなく、極めて容易にIC内に全回路を構成し
うる方法であり、わずかにICのサイズを大きく
するのみで、コストアツプ要因がなく、動作も安
定であるため、時計の内部で構成するにはすぐれ
ている方法である。 以下、本実施例の検出信号増幅の原理を図面に
従つて説明する。 第７図は、Ｐ形MOSFETゲート（以後ゲート
と略記する。）１０，１２、Ｎ形MOSFETゲート
（以後ゲートと略記する。）１１，１３は第４図Ａ
の従来例で、駆動用インバータ４，５を構成して
いたゲートである。駆動インバータの出力端子１
８，１９は、コイル３に接続されると同時にゲー
ト１４，１５を介して、高インピーダンス素子、
ここでは抵抗で構成した検出抵抗１６に接続され
ている。検出抵抗１６の接続点２０は、所定の閾
値を有する二値論理素子１７の入力端に接続され
ている。 第８図に、各ゲートの入力信号を示す。 区間T₁は、コイルに駆動パルスが印加される
タイミングである。即ちゲート１０と１３のみが
ON状態であるので、電源から矢印２１の経路で
電流が流れる。次に、タイミングT₂の様にゲー
ト１４，１３のみON状態にしたとする。この時
には、コイル３と検出抵抗１６を含む閉ループ２
２を形成する。この時のロータ２の運動によるコ
イル３の誘起電圧をｅ、コイル３とゲート１４，
１３との合成内部抵抗をｒ、検出抵抗１６の抵抗
値をＲとすると、接続点２０の電位V₂₀は、V₂₀＝
eR／（Ｒ＋ｒ）で表わされる。ここで、Ｒ≫ｒ
とすればV₂₀＝ｅとなる。従つてＲ≫ｒの条件さ
え成立すれば、V₂₀をコイルの誘起電圧と見做し
て良い。 第１０図に、V₂₀の波形の一例を示す。この例
では、検出抵抗値50KΩ、コイル抵抗2.8KΩ、巻
数9800ターンでステツプモータはほぼ無負荷状態
である。この誘起電圧波形からロータの回転角が
ほぼ第１０図の様に推測できる。ステツプモータ
の負荷が増していくと、誘起電圧波形は相似形を
保ちながらも徐々に波形のピーク値が下がり、振
動の周期が長くなる。 次に第１１図に、最大負荷時と過負荷時の誘起
電圧波形及びロータの回転角をａ，ｂで示す。 大負荷時では、ロータの回転が遅く、また１ス
テツプ回転した後に振動しないために、誘起電圧
には起伏は少ない。過負荷時ｂでは、ロータが初
期位置にもどる時に負方向に大きなピーク電圧が
誘起される。さて、誘起電圧波形からロータの回
転、非回転を判断する方法は種々考えられるが、
第１０図で示したピークｑの有無で判定するのが
回路的にも簡単であり、確実である。つまり駆動
パルス印加後のピークｐによる誤検出をさけるた
めに数ｍ秒後から検出をはじめ、所定の時間内に
所定の電圧レベル以上の誘起電圧に達すれば回
転、達しなければ非回転と判断する。但し、この
方法では、第１１図ａの様に、最大負荷時では回
転しているにもかかわらず非回転と見做されてし
まうが、補正駆動方式等に本検出回路を用いてい
る場合には、同方向の補正パルスが余計に出すぎ
るだけであり、ロータが回転し過ぎる事はない。 以上が、本発明の動作検出の基本原理である。 次に、駆動パルス印加後の高インピーダンス素
子と低インピーダンス素子、本実施例では高抵抗
回路と低抵抗の回路を断続的にスイツチングする
効果について述べる。 第７図に示す方式では、ドライバー回路の他に
更に、高抵抗の検出抵抗１６が直列に接続されて
おり、駆動後に誘起される電流は、検出抵抗１６
がない場合と比較すると小さくなる。そこで、ロ
ータの制動時に、この回路をスイツチングする。
この時のタイミングチヤートを第９図に示す。こ
うすることにより、コイルを含む閉ループ回路に
は急激な電流の変化が起こる。ところが、モータ
のコイルはインダクタンスが大きいため、この電
流の変化には追従できずに、前記閉ループ回路の
抵抗ＲとコイルのインダクタンスＬによる時定数
τ＝Ｌ／Ｒなる一次遅れの応答を示す。このとき、検 出抵抗１６の両端に発生する電圧は、第４図Ａに
示す駆動回路の時は数mVであるのに対し、第７
図に示す回路では、検出抵抗１６を通る回路に切
り換えた瞬間、コイル３はそれまでの電流をその
まま流し続けようとするため、比較的高抵抗であ
る検出抵抗１６の両端には、一瞬2Vにもなるピ
ーク電圧が発生し、その後、前記の時定数τでこ
の電圧は減衰し、第１０図に示す電圧波形の電圧
になる。この時の電圧波形を第１２図に示す。こ
の方式の特徴は、コイルを含む回路の抵抗値を切
り換えるだけで、駆動電流印加後にモータが誘起
する電圧を増幅することが可能であり、第１０図
に示す波形のピーク電圧ｑが0.4ボルト程度であ
るのに対し、第１２図に示すピーク電圧は１ボル
ト以上となることである。 本実施例では、１ボルト以上のピーク電圧が得
られることから、コンパレータの最も感度の高い
0.5〜1.0ボルト程度の範囲が使えるので、コンパ
レータの設計が容易になり、IC内でのコンパレ
ータ面積も小さくてすむ様になる。 更に、第７図に示す二値論理素子１７は、
CMOSIC内では最も単純な構成要素であるイン
バータで構成することも可能であり、又、フリツ
プフロツプの入力に直接入力することも可能であ
る。 なお、本発明の実施例では、検出抵抗があまり
小さい場合には、検出信号が低くなるため、検出
用二値論理素子の設計が困難となる。又、抵抗値
はある値以上になると、ロータの運動による起電
力が一定であるので、検出電圧は増加しない。 実験の結果では、コイルのインダクタンス11ヘ
ンリー、コイル直流抵抗3KΩのモータに於て、
駆動パルス印加後、周期1msec、デユーテイ50％
で制動回路をスイツチングしたところ、検出抵抗
20KΩ以上でピーク電圧は1.5ボルト程度発生
し、0.5ボルトに閾値電圧をもつコンパレータに
よる検出で、駆動パルス3.9msecで回転不能とな
る出力の90％の出力を出したとき、すでに検出信
号を出すことができる。このため、通常パルスを
短かくしておき、本発明の検出回路を付加し、そ
の出力で、負荷が重くなつていると判断された場
合、すぐその直後に、駆動時間の長いパルスで補
正駆動を行なうというモータの低電流駆動方式等
に本発明を利用した場合、非常に安定した動作を
示し、又、その回路構成も単純な構成となり、
ICの面積を増大させる要因としては、パルス合
成のためのゲート回路が多少増加するに留まる。
又、検出回路も、コンデンサー等は含まず、非常
に公差が広くとれる抵抗のみがアナログ要素であ
り、他は全てデジタル処理をするので、その動作
は非常に安定している。 次に、高抵抗のループと低抵抗のループをスイ
ツチングすることにより、信号を増幅するという
作用について説明する。 第１３図は、Ｎゲートであり、第１４図はその
等価回路である。スイツチ４０はゲート信号によ
りON，OFFを行なう。３９は駆動時のON抵
抗、ダイオード４１はサブストレートとドレイン
間のPN接合によるダイオード、コンデンサ４２
は、サブストレートとドレイン間のPN接合容量
及び、ドレインゲート間の容量ならびに、パツト
容量、浮遊容量等の総和である。 この等価回路を第７図のＰゲート、Ｎゲートに
置換え、電池は、大容量のコンデンサーならびに
理想の電源とすると、この検出方法の等価回路は
第１５図の様になる。 ４３は、外部磁界もしくはロータの振動により
発生した電圧V₀、４４はモータを構成するコイ
ルでインダクタンスＬヘンリー、４５はコイルの
内部抵抗でｒΩ，４７はループ切換スイツチ、４
６はＮゲートのON抵抗ｒ_NΩ。 ただし、ここでは、コイル抵抗の値より十分小
さいので、このｒ_NΩは無視する。４８はＮゲー
ト、Ｐゲートに寄生する容量で、Ｎゲート２４と
Ｐゲート２２の寄生容量の和となり、Ｃフアラド
である。 ４９は検出抵抗であり、ＲΩ，５０，５２はＮ
ゲート、Ｐゲートのサブストレートとドレイン間
の寄生ダイオードであり、５１は駆動用の電池
で、一般に用いられている時計用の銀電池で、 Ｖ_D＝1.57Vである。 端子５３の出力電圧が検出電圧Ｖ_Rとなり、電
圧検出素子に入力される。 第１５図の等価回路に基づき切換スイツチ４７
を切り換えた時の応答を理論的に求めることがで
きる。 ａ＝１／２（ｒ／Ｌ＋１／ＣＲ）， ｂ＝ｒ＋Ｒ／
ＬＣＲ Ｅ＝Ｒ／Ｒ＋ｒV₀，ω＝√｜²−｜，

【式】 とおくと、 (i) a²＞ｂのとき Ｖ_R＝Ｅ〔１−｛１／ω（ａ−ＤＬ／ｒｂ）sin ｈωｔ ＋cos ｈωｔ｝ｅ^-at〕 (ii) a²＝ｂのとき Ｖ_R＝Ｅ｛１−（１＋at−ＤＬ／ｒbt）ｅ^-at｝ (iii) a²＜ｂのとき Ｖ_R＝Ｅ〔１−１／ω（ａ−ＤＬ／ｒｂ）sinωｔ ＋cosωｔ｝ｅ^-at〕 ただし、t₀は低抵抗ループの接続時間、ｔは時
間である。 前記式のＶ_R波形は、第１６図Ａの様になる。
一実施例にもとづき、このＶ_Rを計算してみる
と、Ｌ＝11ヘンリー、Ｃ＝75PF、Ｒ＝150KΩ、
ｒ＝2.8KΩ、V₀＝0.1V、t₀＝∞という条件に於
て、Ｖ_Rのピーク電圧に達成する時間は約
30nsec、このときのピーク電圧は4.2Vとなり、
倍率は約42倍という値になり、アナログ信号の増
幅器を用いなくとも、検出信号の増幅が容易に行
なえることがわかる。 しかしながら、この理論値は、t₀＝∞とし、低
抵抗ループの時間は無限と仮定しているが、実際
には、高抵抗の閉ループと高抵抗の閉ループをス
イツチングする。高抵抗ループで定常電圧となる
時間は比較的早いが、低抵抗の閉ループにスイツ
チングした場合、時定数が大きく、定常電圧にな
る時間が長く必要である。 前述の例にもとずき説明すると、高抵抗による
閉ループの場合には約0.2msecでＶ_RSは、ほぼ定
常の電圧となるが、低抵抗ループの場合には、そ
の時定数はτ＝Ｌ／ｒで求められ、τ＝3.9msec
となり、低抵抗ループを3.9msec続けても、定常
の電圧の63％にしかならない。 この方式を外部磁場検出器として用いるときに
は、増幅率は大きい方が、敏感に検出を行なうこ
とができる。 最も一般に遭遇しやすい交流磁場の周波数は、
商用周波数である50Hzもしくは60Hzであり、その
周期は20msec又は16.7msecであり、この最大強
度の磁界を検出するためには、最適なスイツチン
グ時間が存在する。 第１６図Ｂは、50Hzの交流磁場に対し、前述の
条件のもとに、高抵抗ループ時間0.5msec、低抵
抗ループ時間1.5msecとした場合の図である。こ
の場合の検出信号増幅率は、理論式に於て約15倍
となる。 第１６図Ｃは、この様子を示した図であり、５
５の直線は、スイツチングなしの場合のコイルに
発生する電圧、５６は低抵抗ループ0.5msec、高
抵抗ループ0.5msecをスイツチングした場合で、
増幅率は約５倍である。また、５７は高抵抗ルー
プ時間0.5msec低抵抗ループ時間1.5msecでスイ
ツチングした場合を示すものである。 この様に、商用周波数の交流磁界検出のために
は、高抵抗ループと低抵抗ループスイツチング時
間はあまり長くとれず、その範囲内で検出電圧の
増幅度を上げようとした場合は、高抵抗ループの
時間より低抵抗ループの時間を長くとればよいこ
とがわかる。 以上の説明の通り、コイルを含む回路のスイツ
チングだけで検出信号の増幅がなされることか
ら、時計用のＣ―MOSIC内には作りにくいアナ
ログ増幅器等が不要で、基準電圧に対する電圧の
高低を判断することにより交流磁界の検出ができ
る。又、その増幅率が、10倍以上とれるため、
CMOSインバータの閾値電圧での判定ができる様
になり、回路全体の消費電力、回路構成、IC面
積の点からも有利になる。 本実施例では、検出用のインピーダンス素子と
して抵抗で説明を行なつたが、キヤパシタンス成
分、インダクタンス成分でも同様の検出が可能で
ある。 本実施例では、検出素子は全てＣ―MOSIC内
に内蔵されているため、低抵抗素子としては、バ
ツフアトランジスタという能動素子の非飽和部の
特性を利用している。この様に、インピーダンス
素子で説明してはいるが、この様に能動素子を使
用しても何らさしつかえはない。 ただ、実際に構成する場合は、本発明で用いた
実施例の様に、低抵抗ループはバツフアトランジ
スタのON抵抗、高抵抗ループは、IC内の拡散抵
抗、電圧検出素子は、Ｃ―MOSインバータ又
は、コンパレータというのが一般的であると思わ
れる。 又、本発明の説明に、高抵抗ループのときに高
抵抗を接続しているが、この高抵抗は無限に大き
い値、つまりオープンループとしても良い。この
場合でも、バツフアトランジスタに寄生容量があ
り、このキヤパシテイ成分のために、無限に大き
な増幅とはならず、この説明と同様な検出が可能
である。この場合には、回路のタイミング構成が
簡単になるという利点を生ずる。 又、検出抵抗の値が小さい場合は、この方式で
増幅は行なわれない。一般にコイル抵抗の約５倍
より高い場合に増幅率が１以上となる。 ロータの回転、非回転の検出として本方式を設
計する際、検出用抵抗１６と電圧検出器１７の検
出電圧の設定が重要なポイントである。更に、こ
の検出回路は磁場検出と共通して用いるために、
補正駆動方式で駆動するステツプモータに併用し
ても回路構成上複雑にする要因は少ない。 又、ロータの回転検出での検出抵抗１６、検出
器１７の設定は、ステツプモータのインダクタン
ス、直流抵抗、磁気回路等から最適値に設定され
る。しかし、磁場検出回路として、できるだけ検
出感度が高い方がステツプモータの駆動に影響を
与えにくくなるため、検出電圧を２通り設定、つ
まり磁場検出の場合を低く、ロータの回転検出の
場合を高く設定し、この２通りの電圧を切り換え
ることにより最適に設定できる。 又、検出抵抗の値を２通り設定し切り換えても
良い。このとき、磁場検出の場合には検出抵抗の
値は大きい程感度は良くなるので、検出抵抗の値
を無限大、つまり、コイルの電圧検出時にオープ
ンループとすることにより、検出抵抗値の２通り
の設定が容易に可能である。 更に、理論式の説明からわかる様に、この検出
方法は、高インピーダンスループと、低インピー
ダンスループのスイツチングの時間の比によつて
も増幅率はコントロール可能であり、磁場検出の
ときには、低インピーダンスループの時間を高イ
ンピーダンスループの時間より長くすることによ
り、磁場検出感度を上げることができる。この場
合には、検出抵抗、検出電圧の設定等は両者の検
出に共通で良い。 又、できるだけ磁場検出感度を高めたい場合に
は、前記全ての組合わせにより、磁場検出感度は
容易に高めることができる。 また、交流磁場が検出された場合、駆動パルス
は、決定されてしまうため、その後ロータの回転
検出は不要となる。又、この場合、回転検出回路
が働らくと外部磁界の影響で、ロータの振動によ
る誘起電圧が乱され、ロータが回転した場合でも
非回転と判断する恐れがあるため、外部磁界の検
出が行なわれた場合は、回転検出は禁止した方
が、回路の安定性、消費電流の点で良い。 実施例 ３ 実施例２で説明した補正駆動方式に於て、通常
駆動パルス幅は固定であつたが、実施例２の方式
より更にステツプモータの低消費電力化を図るた
めに、通常駆動パルス幅を回転しうる最低のパル
ス幅で駆動する方法である。 第１７図は、本実施例での電子時計に用いられ
ているステツプモータの駆動パルス幅とトルクの
関係をとつたグラフである。 固定パルス駆動の場合は、ステツプモータの最
大トルクTqmaxを保証するために駆動パルス幅
はａの点に設定されている。 実施例２の様に補正駆動を行なう方法は、Tqc
の点がカレンダ送りに要するトルクとすると、通
常駆動パルスの長さはa₂とかa₃という長さに設定
される。理由は通常駆動パルスでロータが回転し
きれない時には、更に補正パルスが追加されるた
め、あまり補正パルスの出現回数が多い場合に
は、両者の消費電流が加算されるため、かえつて
電流が増加するという場合も起こり得る。ところ
が、実際には、a₀というパルス幅でも無負荷時に
はロータは回転するので、このパルス幅で駆動が
できれば、更に低消費電流化が可能である。 この実施例では、この目的で発明されたもの
で、その動作を第１８図により説明する。通常は
a₀というパルス幅で駆動し、カレンダー負荷等に
よりa₀のパルス幅でロータが回転しきれなくなつ
た場合に、ロータが非回転であると検出回路が判
断し、すぐ補正駆動パルスで駆動する。このとき
のパルス幅は、一般に第１７図のａというパルス
が用いられる。そして次の１秒後の駆動パルス幅
は、a₀よりわずかに長いa₁というパルス幅が通常
駆動パルスとして自動的に設定され、ステツプモ
ータに駆動パルスが印加される。ところが、第１
７図の例によると、a₁でもカレンダトルクTqcに
達しないため、又、ロータは非回転となり、すぐ
補正パルスａで駆動する。そうすると更に、１秒
後の通常駆動パルスは自動的にa₂になり、この場
合の出力トルクはカレンダトルクTqcより大きい
ため、以後毎秒a₂というパルス幅でステツプモー
タを駆動する。 ところが、このままではカレンダ負荷がなくな
つた場合でもa₂というパルス幅が続き、消費電力
低減のためには不利であるため、Ｎ秒毎、駆動パ
ルスを短かくする回路を付加することにより、Ｎ
回a₂が連続して出力されたらa₁というパルス幅に
もどることになる。さらに、a₁がＮ回連続して出
力されるとa₀となる。 この様に駆動することにより、従来のステツプ
モータをより低電力で駆動することが可能にな
る。しかしながら、第５図に示す様に、通常駆動
パルス幅が、短かくなればなる程、交流耐磁性が
悪化するのであるが、本発明の実施例からわかる
通り、通常駆動パルスを印加する前に磁場検出装
置を動作させ、磁場内であることを認識したな
ら、この補正駆動回路を禁止し、通常駆動パルス
幅は第５図のグラフに示す８の領域のピーク点又
は、９の領域の耐磁性最大となる点に設定してお
くことにより、外部影響に対して止まりにくく、
更に、時計全体でみた場合に、低消費電力化が図
られ、機械的部品の増加もなく、小型化、薄型化
に有利であるばかりでなく、耐磁構造も強固なも
のを必要とせず、コスト面でも有利である。 本発明に於て、外部磁場として交流磁場に対す
る影響を述べてきたが、直流磁場の場合には、本
発明の実施例で述べた方法に於ては、回転、非回
転の判断の誤動作は起きない。理由は、交流磁場
の場合は、トランスの効果によりコイルに電圧を
生ずるが、直流磁界ではコイルに電圧を発生しな
いためである。 なお本発明の説明は、一体ステータ型のステツ
プモータでなされたが、一般に用いられている二
体ステータ型ステツプモータ、単相駆動型ステツ
プモータ等、あらゆるステツプモータに於ても同
様な効果が得られる。 第１９図Ａは、本発明の装置を実際の電子時計
に組込んだ例である。 ７０は地板、７１はステツプモータを構成する
コイル、７２はステツプモータを構成するステー
タ、７３はロータ及び輪列関係のための受であ
る。７４は電池、７５は水晶振動子、７６はIC
が実装され、樹脂モールドされている回路ブロツ
クであり、本発明による実施例１、２、３ではそ
れぞれICが異なるのみである。 第１９図Ｂは、電子時計全体のブロツク図であ
る。発振部９０は従来から32768Hzの水晶振動子
が用いられ、分周部９１は32768Hzの信号を15段
の分周により１Hzの時計基準信号を作りだす。波
形合成部９５は検出、駆動等いろいろなパルス幅
のシーケンスの基になる分周段の各長さのパルス
幅を出力する。制御部９２は、実施例１、２、３
でそれぞれ異なるが、検出信号の有無により、異
なつた駆動パルスを駆動部に印加し、それぞれの
状態に合つたパルス幅でステツプモータ９４を駆
動する。 第２０図Ａはブロツク図第１９図Ｂに示した駆
動・検出部９３の回路の一例であり、駆動部３０
０と検出部３０１から成る。第２０図Ｂは制御部
９２の一部の一回路例である。 Ｐゲート２１，２２とＮゲート２３，２４は、
２組のCMOSインバータを構成していて、互いの
出力端子ａ，ｂはステツプモータのコイル２０の
両端に接続されると同時に、検出抵抗２８，２９
の一端に接続されている。検出抵抗２８，２９の
他端はＮゲート２５，２６のソース入力に接続さ
れる。電圧比較器３０，３１の正入力端子は検出
抵抗２８，２９の一端ａ，ｂに、負入力端子は基
準電圧抵抗３４の分圧点に、出力端子は共にオア
ゲート３２に接続される。基準電圧抵抗３４の一
端はＮゲート２７を介して接地する。アンドゲー
ト３３の二つの入力端子は、オアゲート３２の出
力とＮゲート２７のゲート端子に接続される。Ｐ
及びＮゲート２１，２２，２３，２４，２５，２
６，２７のゲート端子１０１，１０２，１０３，
１０４，１０５，１０６，１０７及びアンドゲー
ト３３の出力端子１１０は、制御部９２に接続さ
れる。 第２０図ＡとＢの同番号の端子は、それぞれ接
続されている構成である。 フリツプフロツプ（以後FFと略す）７４は、
負エツジトリガタイプであり、波形合成部９５か
ら出力される信号を位相制御信号として入力する
位相制御端子１２２からインバータ（以後NOT
と略す）７３を介してクロツク入力CLに接続さ
れている。FF７４の出力Ｑは、アンドゲート
（ANDと略す）７５、AND７６に、FF７４の出
力はAND７７、AND７８に入力されている。
駆動端子１２１はAND７５、AND７７に入力さ
れている。検出信号入力端子１２４はAND７
６、AND７８に接続されている。AND７５の出
力はNOT７９を介して端子１０１に接続され、
又、ノアゲート（以後NORと略す）８１に入力
される。AND７６の出力は端子１０５、NOR８
１に接続される。AND７７の出力はNOT８０を
介して端子１０２、NOR８２に接続されてい
る。AND７８の出力は端子１０６及びNOR８２
の入力に、NOR８１の出力は端子１０３に、
NOR８２の出力は端子１０４に、検出信号入力
端子１２４は端子１０７に接続される。 次に、第２０図の動作を説明する。 位相制御端子１２２はステツプモータ９４に流
れる電流の方向を反転させる入力で、NOT７３
を介しているため、正エツジのパルスでステツプ
モータ９４に対する駆動パルス、検出パルスの方
向を反転させる。従つて通常の１秒運針の時計の
場合、位相制御信号は１秒パルスが入力される。 FF７４の出力Ｑ＝“Ｈ”（Highレベル電圧の
略）の場合とＱ＝“Ｌ”（Lowレベル電圧の略）の
ときの第２０図Ｂの入力と出力の関係は次の表の
様になる。

【表】 表２の出力信号が第２０図Ａの回路に入力され
ると、端子１２１＝“Ｌ”、端子１２４＝“Ｌ”の
とき、Ｎゲート２３，２４がONし、低インピー
ダンスのループができる。 又、Ｑ＝“Ｈ”に於て、端子１２１＝“Ｈ”、端
子１２４＝“Ｌ”のときは、Ｐゲート２１とＮゲ
ート２４がONし、コイル２０に電流が流れ、ス
テツプモータ９４は回転する。 次に端子１２１＝“Ｌ”、端子１２４＝“Ｈ”の
ときは、Ｎゲート２５、Ｎゲート２４がONする
ため、ループの中に検出抵抗２８が挿入されるた
め、高インピーダンスのループとなる。更に、こ
のとき、Ｎゲート２７がONするため、電圧比較
回路３０，３１の負入力に基準電圧が印加され、
ロータの回転、非回転もしくは交流磁場の検出信
号が端子１１０に出力される。 第２１図は前記の実施例１及び実施例２の制御
部９２の回路例である。 第２１図Ａは波形合成部９５から出力され、制
御部９２に入力される波形を示しており、その波
形合成は一般のゲート回路で構成される。 Ｐ_D1は通常駆動パルスであり、3.9msecであ
る。Ｐ_D2は通常駆動パルス3.9msecで負荷が出力
トルクより大きく、ロータが非回転であつた場合
に補正駆動を行なうためのパルスで7.8msecであ
る。Ｐ_D3は交流磁場内であると検出した場合に耐
磁性が最も良くなる様に選ばれたパルス幅であ
り、ここでは15.6msecで強制駆動を行なう。Ｐ_S
１は実施例１で不要であり、実施例２では図に示
す検出用のパルスとなる。Ｐ_S2はロータの回転、
非回転を検出する区間を指定するための信号であ
る。 第２１図Ａの各々のパルスが第２１図Ｂの入力
端子に入力される。端子１４０にはＰ_D3、端子１
４２はＰ_S2、端子１４３はＰ_D1、端子１４４はＰ
_D2、端子１４５はＰ_S1が入力され、端子１４１に
は検出回路からの出力信号が入力される。 端子１４１はAND１５６を介してSR―FF１５
０のＳ入力、AND１５２に接続される。端子１
４２はNOT１５７を介してAND１５６に入力さ
れるとともにAND１５２の入力に接続されAND
１５２の出力はSR―FF１５１のＳ入力に接続さ
れる。端子１４３はSR―FF１５１のＲ入力、オ
アゲート（以後ORと略す）１５４に接続され
る。SR―FF１５１の出力はAND１５３に接続
され、出力はOR１５４に入力されOR１５４の出
力はAND・OR１５５に入力される。SR―FF１
５０の出力Ｑ，はAND・OR１５５に接続され
AND・OR１５５の出力は、駆動パルス出力端子
１４６に接続される。 又FF１５０のはAND１５７に入力される。
端子１４５はAND１５７を介し端子１４７に出
力され、磁界が検出されたならFF１５０が直ち
にセツトされ全ての検出は禁止される。 通常の動作では外部の交流磁場はないので交流
磁場検出回路からの出力はなくSR―FF１５０は
セツトされない。従つてOR１５４を介してＰ_D1
3.9msecが端子１４６に出力される。その後ロー
タの回転信号が端子１４１に入力されると、SR
―FF１５１がセツトされ、＝“Ｌ”となるた
め、Ｐ_D2＝7.8msecは端子１４６に出力されな
い。ところがロータが非回転である場合には端子
１４１に信号が入つてこないため、SR―FF１５
１はセツトされず＝“Ｈ”となつている。この
ためAND１５３、OR１５４、AND・OR１５５
を介して端子１４６にＰ_D2＝7.8msecが出力され
る。 次に時計が交流磁場に遭遇すると、端子１４１
に検出信号が入力されるため、SR―FF１５０が
セツトされ、Ｑ＝“Ｈ”となるため、AND・OR
を介して端子１４０の信号15.6msecが端子１４
６に出力される。 端子１４６は駆動回路の入力端子１２１と接続
され、端子１４７は駆動回路の端子１２４に入力
されステツプモータは15.6msecの強制駆動が行
なわれる。 次に実施例３の回路例を第３図Ｂに示す。 第２２図Ａは第１７図に示した特性をもつステ
ツプモータに基づき設計された制御部９２の例で
あり、第１９図に示す波形合成回路９５から第２
２図Ａに示すタイムチヤートの波形が出力されて
いる。波形合成回路９５は分周部９１より出力さ
れる信号にゲート回路を適宜組合せ構成されてい
る。 第２２図Ａに示すタイムチヤートの説明をす
る。Pa₀＝2.4msec、Pa₁＝2.9msec、Pa₂＝
3.4msec、Pa₃＝3.9msecは通常駆動パルスであ
り、このうち１つがステツプモータの負荷に応じ
て自動的に選択され、これが通常駆動パルスＰ_D1
となる。Ｐ_D2は通常駆動パルスＰ_D1で非回転であ
つた場合再駆動するための補正パルスであり、
7.8msecで最大トルクを保証する。 Ｐ_D3は時計が磁場内に遭遇したと判断した場合
に最も外部磁場に対して強くなるパルス幅に設定
され、ここでは15.6msecとなつている。 Ｐ_S1は検出用の入力パルスであり、交流磁場検
出の場合には“Ｌ”＝0.5msec、“Ｈ”＝1.5msecの
デユーテイ１：３となつており、ロータ回転検出
時には0.5msecでデユーテイ１：１となつてい
る。Ｐ_S2はロータの回転、非回転を検出する時間
を指定するためのパルスであり、通常駆動パルス
Ｐ_D1印加後9.8msecから検出を開始し、パルス幅
は11.7msecとなつている。 以上の波形合成部９５からの出力が第２２図Ｂ
の端子に接続される。 Pa₀は端子１７４、Pa₁は端子１７５、Pa₂は端
子１７６、Pa₃は端子１７７、Ｐ_D2は端子１７
３、Ｐ_D3は端子１７０、Ｐ_S1は端子１６８、Ｐ_S2
は端子１７２にそれぞれ接続され、端子１７１は
検出部からの検出出力が入力され端子１７８は駆
動部９３の回路図、第２０図Ｂの端子１２１に、
端子１６９は第２０図Ｂの端子１２４に接続され
る。 端子１７０、端子１７１、端子１７２、端子１
７３、AND１８３、NOT１８４、AND１８５、
SR―FF１８０、SR―FF１８１、AND・OR１
８２、AND２００、AND２０１の構成ならびに
動作は、第２１図Ｂと全く同じであるのでここで
は説明を省略する。 OR２０４、AND２０５、AND２０６、OR２
０７、FF２０２、FF２０３は２ビツトのアツ
プ・ダウンカウンタを構成しておりAND２００
からの入力はアツプ入力であり、AND１８６か
らの入力はダウンカウントであり、そのカウンタ
出力はFF２０２、FF２０３のそれぞれの出力
Q₀₁Q₁とする。アツプダウンカウンタの出力はデ
コーダ１８９に接続され、デコーダの出力Ｐ_D1が
次の表になる様に構成されている。

【表】 デコーダ１８９で出力された通常駆動パルス
は、第２１図Ｂで説明した通常駆動パルスと同等
であり、OR２０１、SR―FF１８１に入力され
る。又通常パルスＰ_D1で駆動中検出信号の入力を
禁止するため、NOT２０８を介しAND２０９に
入力し、Ｐ_S1の出力は通常駆動パルス印加時には
端子１６９には現われない。又AND２０９の出
力はAND２１０を介し端子１６９に出力されて
いるため、交流磁界を検出したなら直ちに全ての
検出は禁止される。 又Pa₀と通常駆動パルスＰ_D1はイクスクルーシ
ブノア１８８に入力され、Ｐ_D1＝Pa₀のときには
入力を禁止し、Ｐ_D1≠Pa₀のときＮ進カウンタ１
８７に毎秒入力される。Ｎ進カウンタ１８７が、
Ｎを数え終えたときＮ進カウンタ１８７の出力は
“Ｈ”となりＰ_D1と同期した信号がOR２０４に入
力されるため、アツプダウンカウンタはダウンカ
ウントされる。 又ロータが非回転であつた場合AND２００に
Ｐ_D2が出力され、アツプダウンカウンタはアツプ
カウントするため、Ｐ_D1の長さはPa₀→Pa₁、Pa₁
→Pa₂、Pa₂→Pa₃という様に変化する。 以上本発明の構成によれば、本発明を電子時計
に採用する際、低消費電流化の駆動方法と磁場検
出装置が同じ構成であり、しかも検出のための要
素が全て従来から用いられてきた部品を使用し、
回路部分は容易に集積回路内に構成可能なもので
あるため、コストアツプの要因がわずかにチツプ
サイズの点だけである。しかしチツプサイズなら
びにICのコストは技術革新と共に下がる一方で
あるため不利にはならない。それに対し低消費電
力駆動方式であるため、同じ電池寿命に対して電
池容量を下げることができ、電池サイズの小型化
が図ることができ、更に外部磁界に対しても止ま
りにくいため、耐磁構造も強固なものを必要とせ
ず、又、耐磁構造そのものを不要とすることもで
き、電子時計の小型化、薄型化、ローコスト化、
高品質等全ての面で効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ，Ｂ…従来の電子時計用ステツプモー
タの斜視図と駆動パルス波形図、第２図…磁心と
磁界の様子を示す平面図、第３図…ステツプモー
タの電流波形図、第４図Ａ，Ｂ…本発明による駆
動回路及び検出回路図、第５図…交流耐磁性とパ
ルス幅の特性図、第６図…従来の補正パルス方式
駆動パルスの波形図、第７図…本発明の駆動・検
出回路図、第８図…第７図の各点に於ける信号の
一実施例を示すタイムチヤート、第９図…第７図
の各点に於ける信号の他の実施例を示すタイムチ
ヤート、第１０図…検出電圧とロータ回転角との
対応を示す図、第１１図…ロータの回転時、非回
転時の検出電圧とロータ回転角の違いを示す図、
第１２図…本発明に係わろ検出電圧波形図、第１
３図…Ｎチヤンネルトランジスタのシンボル、第
１４図…Ｎチヤンネルトランジスタの等価回路、
第１５図…本発明に係わる検出回路の等価回路、
第１６図Ａ…第１２図に示す電圧波形の先端拡大
図、第１６図Ｂ…本発明に係わる交流磁器におけ
る検出電圧波形図、第１６図Ｃ…本発明に係わる
スイツチング効果を示す検出電圧特性図、第１７
図…パルス幅に対するトルクの特性図、第１８図
…本発明に係わる補正駆動方式駆動パルスの波形
図、第１９図Ａ…電子時計の平面図、第１９図Ｂ
…本発明による電子時計のブロツク図、第２０図
Ａ…第１９図Ｂに於ける駆動検出部の回路図、第
２０図Ｂ…第１９図Ｂに於ける制御部の一実施例
を示す回路図、第２１図Ａ…第１９図Ｂに於ける
波形合成部の出力の一実施例を示すタイムチヤー
ト、第２１図Ｂ…第２１図Ａを入力とする制御部
の一実施例を示す回路図、第２２図Ａ…第１９図
Ｂに於ける波形合成部の出力の他の実施例を示す
タイムチヤート、第２２図Ｂ…第２２図Ａを入力
とする制御部の一実施例を示す回路図。 １…ステータ、２…ロータ、３…コイル、１
６，２９…検出抵抗、６，１７，３０，３１…電
圧比較器、３４…基準電圧発生装置、９０…発振
部、９１…分周部、９２…制御部、９３…駆動・
制御部、９４…ステツプモータ、９５…波形合成
部、３００…駆動部、３０１…検出部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ステータ、駆動コイル及びロータよりなるス
   テツプモータと、異なる実効値を有する複数の駆
   動パルスを選択して前記駆動コイルに印加する駆
   動部と、前記ロータの回転・非回転を検出する回
   転検出と前記ステツプモータの組み込まれている
   電子時計が外部磁場内に置かれた事を検出する磁
   場検出を行う検出部と、前記検出部の出力に応じ
   て駆動コイルに印加される駆動パルスの出力を制
   御する制御部を含み、前記検出部の回転検出はス
   テツプモータの駆動後のロータの振動によつて前
   記駆動コイルに誘起される電圧の値により前記ロ
   ータの回転・非回転を検出して非回転の場合は前
   記制御部により前記非回転を補正する補正駆動パ
   ルスを出力し、前記磁場検出は前記駆動部に駆動
   パルスが印加される以外の時間に外部磁場による
   磁気誘導作用に基づいて前記駆動コイルに誘起さ
   れる電圧の値から外部磁場の強弱又は有無を検出
   して前記制御部により通常時とは異なる実効値を
   有する駆動パルスを出力することを特徴とする電
   子時計。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記検出部
   の磁場検出の外部磁場の検出に応答して通常時と
   は異なる実効値を有する駆動パルスが前記駆動コ
   イルに印加された場合は、前記回転検出の動作を
   禁止する電子時計。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記検出部
   の回転検出と磁場検出のいずれか一方又は両方
   は、駆動コイルに発生する誘起電圧の検出感度を
   上げる増幅手段を有する電子時計。 ４ 特許請求の範囲第３項において前記検出部の
   磁場検出は、回転検出に比べて駆動コイルに発生
   する誘起電圧の検出感度を高くした電子時計。 ５ 特許請求の範囲第４項において、前記検出部
   の回転検出及び磁場検出は駆動コイルを含む低イ
   ンピーダンス回路構成と高インピーダンス回路構
   成の両者をスイツチすることにより各検出感度を
   増幅する電子時計。 ６ 特許請求の範囲第５項において、外部磁場検
   出のときは回転検出のときに比べ低インピーダン
   ス回路を構成している時間が長い電子時計。