JPS6156951B2

JPS6156951B2 -

Info

Publication number: JPS6156951B2
Application number: JP56088522A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Kurakake
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1981-06-09
Filing date: 1981-06-09
Publication date: 1986-12-04
Also published as: JPS57203959A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は同期電動機の速度検出方式に係り、特
に低速時における同期電動機の速度検出に適用し
て好適な方式に関する。

回転界磁形の同期電動機は電機子を固定子と
し、界磁極を回転子とするもので、固定子巻線
（電機子巻線）に三相交流を通じることにより回
転磁界が生じ界磁極が該回転磁界に引つぱられ回
転磁界と同一速度で回転する。かゝる同期電動機
の制御方式としては固定子電流（電機子電流）を
瞬時値制御して直流電動機と同等のトルク発生を
行なうことができる方式が開発されている。第１
図乃至第４図はかゝる同期電動機制御方式を説明
する説明図である。

一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは
第１図ａ，ｂに示すように主磁束φに対し、常に
電機子電流Iaが直交するように整流子で電流の切
換え動作を行なつており、発生トルクＴは次式に
よつて示され、主磁束φが一定であれば該トルク
Ｔは電機子電流Iaに比例する。

Ｔ＝ｋφIa (1) 尚、第１図において、FMは界磁極、AMはア
ーマチユア、AWは電機子巻線である。

さて、上記の関係を第２図に示す回転界磁形の
同期電動機に適用するならばφは界磁極PMの主
磁束ベクトルφ〓ｓに、Iaは電機子巻線SWの電流
ベクトルＩ〓ｓにそれぞれ対応させることができ、
同期電動機の発生トルクＴはＴ＝k′φsIscosγ (2) となる。ここでγは同期電動機の等価回路である
第３図を参照すると電機子電流Isと誘電起電圧
Eoの位相差である。尚、第３図において、γａ
は電機子巻線SWの抵抗、Xsは電機子反作用及び
電機子漏れ磁束を考慮した同期リアクタンスであ
る。

従つて、誘導起電圧Eoと電機子電流Isの位相
を同相にすれば、換言すると主磁束φ〓ｓと電機子
電流Ｉ〓ｓが直交するように制御すれば(2)式で与え
られるトルクＴはＴ＝k′φsIs＝Ｋ_TＩ_S (3) となり、全く直流電動機のトルク発生と等価的に
同期電動機を駆動できる。但し、Ｋ_Tは変換定数
である。

そこで、提案されている方式においては誘導起
電圧Eoの位相を検出すると共に、該位相を有す
る電流指令を発生し、この電流指令を同期電動機
の電機子巻線に印加し、直流電動機と等価的に該
同期電動機を駆動制御する。尚、誘導起電圧Eo
と主磁束の位相が90度ずれていることから、誘導
起電圧Eoの位相は主磁束換言すれば界磁極の位
置から検出できる。第４図は係る同期電動機制御
方式を実現するための回路ブロツク図である。

図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、１０
２は同期電動機のシヤフトに連結されたレゾルバ
であり、同期電動機の界磁極の位置を検出する。
このレゾルバは第５図に示すように回転子１０２
ａと、回転子巻線１０２ｂと、互いに90゜の位相
をもつて配設された２つの固定子巻線１０２ｃ，
１０２ｄと、sinwtの搬送波を発生する搬送波発
生回路１０２ｅを有している。今、回転子１０２
ａが角度θの位置にあるものとすれば、固定子巻
線１０２ｃ，１０２ｄからそれぞれ次式に示す電
圧がｅ_a＝sinθ・sinwt (4) ｅ_b＝cosθ・sinwt (5) 出力される。即ち、レゾルバ１０２から同期電動
機１０１の界磁極の位置θに応じたサイン波電圧
ｅ_a及びコサイン波電圧ｅ_bが出力される。１０３
は同期整流回路であり、サイン波電圧ｅ_a、コサ
イン波電圧ｅ_bをそれぞれ同期整流してsinθ，
cosθ（第６図）を出力する。１０４ａは４倍回
路であり、正弦波信号ｅ_a，ｅ_bをパルス列に変換
すると共にその周波数４倍する。又、この４倍回
路１０４ａは２相の正弦波信号ｅ_a，ｅ_bの位相を
監視し、正転している場合には線l₁に４倍の周波
数の正転パルスPnを、逆転している場合には線l₂
に４倍の周波数の逆転パルスＰγをそれぞれ出力
する。１０４ｂは正転又は逆転パルスPn，Prの
周波数を電圧に変換する周波数電圧変換器（Ｆ／
Ｖ変換器という）、１０５は図示しない速度指令
回路から指令された速度指令電圧VCMDと実速
度電圧TSAの差（以後速度誤差という）ERを演
算する演算回路、１０６は速度誤差ERを増幅し
て電機子電流の振幅Isを出力する誤差アンプ、１
０７，１０８は乗算回路で、誤差アンプ出力と同
期整流回路１０３の出力cosθ、sinθとを乗算し
２相の電流指令Ｉ〓₁a（＝Is・sinθ）、Ｉ〓₁b（＝
Is・cosθ）をそれぞれ出力する。１０９は２相
信号を３相に変換する２相―３相変換回路で、第
７図に示すような回路構成を有している。即ち、
２相―３相変換回路は２つのオペレーシヨンアン
プOA１，OA２と、10KΩの抵抗R₁〜R₄と、
5.78KΩの抵抗R₅と、5KΩの抵抗R₆を有してい
る。さて、各抵抗R₁〜R₆の値を上記のように決
定すると共に図示の如く結線すると、端子Tu、
Tv、Twからそれぞれが出力される。そして、これらＩ〓ｕ、Ｉ〓ｖ、Ｉ〓ｗ
は互いに２π／３の位相差を有し、しかも誘導起
電圧Eoと同相の３相電流指令となつている。

１１０Ｕ，１１０Ｖ，１１０Ｗはそれぞれ各相
毎に設けられた演算回路であり、指令電流Ｉ〓ｕ、
Ｉ〓ｖ、Ｉ〓ｗと実際の相電流Ｉ〓au、Ｉ〓av、Ｉ〓aw
の
差を演算する演算回路、１１１はＩ〓avとＩ〓awの
加算を行なつてＵ相の相電流Ｉ〓auを出力する演
算回路、１１２Ｖ，１１２ＷはそれぞれＶ相及び
Ｗ相の相電流Ｉ〓av、Ｉ〓awを検出する変流器、１
１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗはそれぞれ各相毎に
設けられ各相の電流差を増幅する電流アンプ、１
１４はパルス幅変調回路、１１５はパルス幅変調
回路の出力信号により制御されるインバータ、１
１６は３相交流電源、１１７は３相交流を直流に
整流する公知の整流回路でダイオード群１１７ａ
及びコンデンサ１１７ｂを有している。以上が同
期制御の詳細であるが、かゝる同期電動機を正確
に制御するためには低速、高速時とも高精度で回
転速度を検出しなくてはならない。尚、以上の説
明は、位置検出器としてレゾルバを用いた場合で
あり、この場合には速度検出器としてタコジエネ
レータが用いられる。しかし、この方式は、位置
検出器としてパルスジエネレータを用い、これか
ら速度検出もおこなう方式に比べてコストアツプ
になり、あまり用いられない。そのために、パル
スジエネレータから速度検出を精度よくおこなう
方式が必要となる。

ところで、従来の速度検出方式においては第４
図に示すように互いにπ／２位相がづれ、しかも
モータの回転速度に比例した周波数の２相信号
ｅ_a，ｅ_bをパルスジエネレータ１０２から発生
し、ついで該２相信号を４倍回路１０４ａを通し
て周波数４の信号に変換し、最後に周波数４
に比例した電圧を発生する周波数電圧変換器１０
４ｂから回転速度に比例した電圧（実速度電圧
TSA）を出力するものであつた。しかしなが
ら、かゝる方法においてはモータ速度が低速にな
ると周波数電圧変換器の出力電圧値が回転速度に
比例しなくなつて急速に低下する。又、パルスジ
エネレータ１０２から発生するパルス信号の周波
数を周波数／電圧変換するよりも、該パルス信号
をデイジタル量として直接マイコンに読みとらせ
たほうがLSI化にとつては好ましい。そこで、速
度をデイジタル的に読みとる方法が種々提案され
ている。第８図はパルスジエネレータ２１１から
発生するパルスを所定時間計数してマイコンに出
力する従来例の説明図である。この方法において
はパルスジエネレータ２１１を設け、モータが所
定量回転する毎にパルスジエネレータ２１１から
パルスを発生せしめ、このパルスをカウンタ２１
２にカウントさせ、所定時間毎に該カウンタの内
容をレジスタ２１３に転送すると共にリセツト
し、しかる後該レジスタの内容を実速度としてマ
イコン２１４に読取らせている。そして以後、上
記動作を繰返して実速度をデイジタルで取出して
いる。しかしながら、この方法では高速時に精度
良く速度検出ができるが低速時にはパルスジエネ
レータ２１１から発生するパルス周期が大きくな
るため精度良く速度検出ができない。ところで低
速時の分解能を上げるにはパルスジエネレータ２
１１から発生する１回転当りのパルス数を増加さ
せるか、或いは読取り周期を長くするかしなけれ
ばならない。しかしながら、パルスジエネレータ
２１１から発生するパルス数は１回転当り１万パ
ルスが限度であり、この程度では分解能を上げる
ことはできない。従つて前者の手段では分解能を
上げることはできない。従つて前者の手段では分
解能を上昇できない。一方、読取り周期を長くす
る後者の手段では制御の応答性が悪くなる。即
ち、マイクロプロセツサによる前記レジスタ２１
３の読取り周期（サンプリング周期）は速度制御
系の応答性を考えると1ms程度にしなければなら
ず、応答性を良くすることはできない。尚、以下
にサンプリング周期を1msec、パルスジエネレー
タ２１１から発生する出力パルスPcを10000〔パ
ルス／回転〕とし、又モータが1rpmの超低速度
で回転している場合について第９図に従つて説明
する。第９図においてSpiはサンプリングパル
ス、Pcはパルスジエネレータ２１１から発生す
るパルス、〔CN〕はカウンタ２１２の計数値であ
る。さて、パルスジエネレータ２１１からのパル
スPcは前述の如くカウンタ２１２により計数さ
れ、サンプリングパルスSPiに同期して該カウン
タの内容はレジスタ２１３にセツトされると共に
リセツトされ、しかる後該レジスタの内容はマイ
コン２１４に読みとられる。ところでサンプリン
グ周期は1msec、パルスPcの周期は6msecである
ため、最初のサンプリングパルスSP₁が発生した
時点ではカウンタ２１２の計数値〔CN〕は１と
なつているが、以後のサンプリングパルスSP₂〜
SP₆発生時には〔CN〕＝Ｏとなつている。換言す
ればマイコンには速度データとして１，０，０，
０，０，０と断続したデータが入力される。この
ため、速応性ある、正確な速度制御を行なうこと
ができない。このため、本発明者は速度データが
断続せず、正確に速度検出が行なえる速度検出方
式を提案している。以下にこの既提案の方法を詳
述する。

さて、既提案の方式においては低速回転時にパ
ルスジエネレータから発生するパルスPcの周期
Ｔを計時し、該周期Ｔを用いて速度検出を行なつ
ている。今、パルスPcの１周期内に発生するク
ロツクパルCPの数をＮ、該クロツクパルスの周
期をΔＴ（＝0.125μｓ）とすれば、パルスジエ
ネレータから発生するパルスPcの周波数は＝１／Ｔ＝１／Ｎ・ΔＴ（Hz／μsec）＝10⁶／Ｎ・ΔＴ（Hz／sec）＝60×10⁶／Ｎ・ΔＴ（Hz／min）となり、ΔＴ＝0.125を代入すると＝480×10⁶／Ｎ（Hz／min） (7) となる。又、パルスジエネレータが１回転当り発
生するパルス数を10000とすれば回転速度ｎはｎ＝48000／Ｎ（rpm） (8) となる。従つて、既提案の方式においては低速時
にパルスジエネレータから発生するパルスPcの
周期Ｔ、換言すればパルスPcの１周期内に発生
するクロツクパルスCPの数Ｎを求め、(7)あるい
は(8)式から回転速度を検出している。

第１０図はこの方式を説明するブロツク図であ
る。

図中、３０１は図示しないモータが所定量回転
する毎に互いにπ／２位相がづれた２つのパルス
信号Pc、Pc′を出力するパルスジエネレータ、３
０２は回転方向判別回路であり、パルス信号
Pc、Pc′のうちいずれの位相が進んでいるかを判
別して回転方向信号SGNを出力する。３０３は
カウンタでありクリア端子CLRカウントイネー
ブル端子EN、クロツク端子CLK、キヤリーパル
ス発生端子TCを有している。クリア端子CLRに
はパルス信号Pcが入力され、カウントイネーブ
ル端子ENには常に“１”が入力されている。従
つて、カウンタ３０３はその計数値をパルス信号
Pcが発生する毎にクリアされると共に、次のパ
ルスPcが発生する迄クロツクパルスCPの数を計
数している。３０４はフリツプフロツプであり、
キヤリーパルス（桁上げパルス）OFPが発生す
る毎にセツトされ、パルス信号Pcが発生する毎
にリセツトされる。即ち、カウンタ３０３とフリ
ツプフロツプ３０４とでパルス信号Pcの１周期
内に発生するクロツクパルス数が表示される。
尚、カウンタ３０３の容量が十分大きい場合には
フリツプフロツプ３０４を設ける必要はない。３
０５はアンドゲート、３０６はｎビツトのレジス
タであり、アンドゲート３０５の出力が“１”に
なる毎に、換言すればパルス信号Pcが発生する
毎にカウンタ３０３の計数値がセツトされる。３
０７は２ビツトのレジスタであり、アンドゲート
３０５の出力が“１”になる毎にフリツプフロツ
プ３０４のセツト出力と回転方向信号SGN
（“１”のときは正転中、“０”のときは逆転中）
が設定される。３０８は除算ユニツトでありレジ
スタ３０６，３０７の内容を入力されて(8)式の演
算を実行し、回転速度ｎを演算する。尚、除算ユ
ニツト３０８は速度制御をデイジタル処理するマ
イコンの除算機能を用いて構成することができ
る。特に最近のマイコンでは16ビツトの除算を10
μｓ以下で行なえるものが出てきているから、
かゝるマイコンを用いれば簡単に除算ユニツトを
構成できる。さて、第１０図においてはパルスジ
エネレータ３０１からパルス信号Pcが発生する
毎にカウンタ３０３及びフリツプフロツプ３０４
はリセツトされ、以後これらカウンタ３０３及び
フリツプフロツプ３０４は次にパルス信号Pcが
発生する迄クロツクパルスCPの数Ｎを計数す
る。これによりパルス信号Pcの周期が測定され
る。そして、上記次のパルス信号Pcが発生すれ
ばカウンタ３０３及びフリツプフロツプ３０４の
内容並びに回転方向信号SGNがレジスタ３０
６，３０７にセツトされる。又、これと同時にカ
ウンタ３０３及びフリツプフロツプ３０４は再び
リセツトされ、クロツクパルスCPの計数を開始
する。さて、レジスタ３０６，３０７に記憶され
たクロツクパルスCPの数Ｎは除算ユニツト３０
８に適宜読取られ、該除算ユニツトにより(8)式の
除算演算が実行され、回転数ｎが求められる。こ
のように、第１０図に示す方法によれば第１１図
に示す如く回転数ｎが超低速であつても、検出値
は断続的にならず、従来の方法に比らべ精度の良
い速度検出を行なうことができる。

しかしながら、この既提案の方式においては検
出速度が階段状となる。即ち、この方式において
はパルスジエネレータからパルスが発生する毎に
実速度が演算され、検出速度は該実速度に等しく
なるように立上り、以後次のパルスが発生する迄
その検出値を維持する。このため、速度が一定の
とき、或いは非常にゆるやかに変化している場合
には問題ないが、比較的急に速度が変化している
場合にはステツプ幅が大きくなりパルスとパルス
の間で正確な速度を示さないことになる。これは
速度検出系に遅れ要素が入つたことを意味し、こ
れでは速度制御ループのゲインを高くとれず、速
応性ある制御を実現できない。

以上から、本発明は同期電動機の実速度をより
高精度で検出できる新規な速度検出方式を提供す
ることを目的とする。

以下、本発明の実施例を図面に従つて詳細に説
明する。

さて、本発明においては同期電動機のシヤフト
に取付けられたパルスジエネレータからパルスが
発生した時には第１０図に示した方法で速度を演
算する。そして、その他の場合には一定周期の割
込信号（イネーブル信号）が発晴生する毎に、同
期電動機の特性式に従つて過去の電流指令値と過
去の検出速度とを用いて現在の実速度を予測演算
し、該予測された速度を検出速度とみなす。

次に上記実速度の予測演算について説明する。
同期電動機のトルクＴはモータのイナーシヤをＪ
_M（Kg・cm・sec²〕、負荷のイナーシヤをＪ_L
〔Kg・cmsec²〕、回転速度をｖ及び負荷トルクを
T₀〔Kg・cm〕とすればＴ＝（Ｊ_M＋Ｊ_L）ｄｖ／ｄｔ＋T₀ …(9) となり、(3)，(9)式からＫ_TＩ_S＝（Ｊ_M＋Ｊ_L）ｄｖ／ｄｔ＋T₀ …(10) が成立する。(10)式を変形すれば dv＝Ｋ_ＴＩ_Ｓｄｔ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）−Ｔ_０ｄｔ／Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌとなる。dv＝ｖ（ｋ＋１）−ｖ（ｋ）であるからｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_Ｔ・ΔＩ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）−ΔＴ
_０／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）…(11) が成立する。(11)式をサンプリング周期Ｔ_Sの離散
値系になおすとｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_ＴＴ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）Ｉ_S（ｋ−
１） −Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）T₀（ｋ） …(12) が成立する。ところで負荷トルクT₀は各サンプ
リング間で変化しないと考えてよく、従つてΔ
T₀＝Ｏとみなさせるため(12)式はｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_Ｔ・Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）Ｉ_S（ｋ
−１）…（13）となる。そして（13）式を更に変形すればｖ（ｋ）＝ｖ（ｋ−１）＋Ｋ_Ｔ・Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）・Ｉ
_S（ｋ−２）… （14）となる。

従つて、１サンプリング前の検出速度ｖ（ｋ−
１）と２サンプリング前の電流指令値Ｉ_S（ｋ−
２）がわかれば（14）式から回転速度を推定でき
る。

第１２図は本発明に係る実施例ブロツク図、第
１３図は同タイムチヤート、第１４図は検出速度
説明図である。尚、第４図の従来装置と同一部分
には同一符号を付している。

図中、４０１は速度検出部であり、第１０図に
示す構成（但し、パルスジエネレータ３０１と、
除算ユニツト３０８は除く）を有している。４０
２はフリツプフロツプであり、パルスジエネレー
タ１０２から発生するパルスPaによりセツトさ
れ、処理装置１１３から発生する速度演算終了信
号OPENによりリセツトされる。４０３は一定周
期の速度演算割込み信号（速度演算イネーブル信
号）ITPを発生する割込みパルス発生回路であ
る。尚、VDはデイジタルの指令速度、AVは第１
０図に示すレジスタ３０６，３０７から出力され
る周期を示すデイジタル値である。

次に速度検出の動作を説明する。

パルスジエネレータ１０２から時刻t₁（第１３
図）においてパルスPaが発生するとフリツプフ
ロツプ４０２はセツトされる。この状態で割込み
パルス発生回路４０３から一定周期の割込みパル
スITPが発生すれば（時刻t₂）、処理装置１１３
はまずフリツプフロツプ（FF）４０２がセツト
されているかどうかをセンスする。この場合、
FF４０２はセツトされているから、処理装置１
１３は速度検出部４０１より入力されているパル
スPaの周期AVを用いて(8)式の除算演算を行なつ
て回転速度を求める。演算完了後（時刻t₃）、処
理装置は速度演算終了信号OPENを出力してフリ
ツプフロツプFF４０２をリセツトし、初期状態
にする。しかる後、処理装置１１３は速度偏差を
求め、該速度偏差に基いて１次電流振幅信号Ｉ_S
を出力する。これにより以降の回路の機能で同期
電動機に１次電流が指令される。

以上はFF４０２がセツトされている場合であ
るが、リセツトされている場合には回転速度の予
測演算が行なわれる。即ち、時刻t₄において割込
みパルスITPが発生すると処理装置１１３はFF
４０２のセツト状態をセンスする。処理装置１１
３はFF４０２がセツトされていなければデータ
メモリ１１３ｃに記憶されている過去の検出速度
ｖ（ｋ−１）及び過去の電流指令Ｉ_S（ｋ−２）
を用いて（14）式の演算を実行し回転速度ｖ(k)を
予測する。そして、この回転速度ｖ(k)を実速度と
して指令速度VDとの差を求め前記と同様に１次
電流指令を出力する。

以後、時刻t₅，t₆においてもFF４０２はセツト
されていないから、処理装置１１３は（14）式の
演算を行なつて実速度を予測する。時刻t₇になる
とパルスジエネレータ１０２からパルスPaが発
生しFF４０２がセツトされ、前述と同様のパル
ス周期AVを用いた回転速度処理が行なわれる。

この結果、同期電動機の実速度vaが第１４図
ａに示す如く変化すると、本発明により検出され
た回転速度は第１４図ｂの実線のように変化し、
点線で示す既提案のものに比らべそのステツプ幅
ははるかに小さくなり高精度の速度検出ができ
る。

以上、本発明によれば回転速度を非常に高い精
度で検出でき、ゲインを高くとれ速応性にすぐれ
た同期電動機の駆動が可能になつた。尚、本発明
は実施例に示した同期電動機制御方式にのみ限定
されるものではなく、他の方式による場合にも適
用できることは勿論である。又、（14）式の予測
演算においては過去の電流指令値を用いたが過去
の実際の電流値であつてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は同期電動機制御方式を説明
する説明図、第４図は同期電動機の駆動回路ブロ
ツク図、第５図はレゾルバの説明図、第６図はレ
ゾルバの出力波形説明図、第７図は２相―３相変
換回路の回路図、第８図及び第９図は従来の速度
制御方式説明図、第１０図及び第１１図は既提案
の速度検出法を説明する説明図、第１２図乃至第
１４図は本発明の説明図であり、第１２図は同ブ
ロツク図、第１３図は同タイムチヤート図、第１
４図は同検出速度説明図である。１０１…同期電動機、１０２…パルスジエネレ
ータ、１１３…マイコン、１１３ｃ…データメモ
リ、４０１…速度検出部、４０２…フリツプフロ
ツプ、４０３…割込パルス発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１電機子巻線に誘導起電圧と同相の電機子電流
が流れるように、しかも大きさが速度指令と実速
度との偏差に依存するように周期的に出力される
電流指令により駆動される同期電動機の速度制御
方式において、同期電動機の回転量あるいは機械
可動部の移動量に比例した数のパルスを発生する
パルスジエネレータと、該パルスの周期を計時す
る手段と、一定周期のイネーブル信号が発生する
毎に同期電動機の実速度を演算する速度演算手段
を備なえ、該速度演算手段は前記パルスジエネレ
ータからパルスが発生したときイネーブル信号に
同期して前記周期を用いて実速度を演算し、その
他の場合にはイネーブル信号に同期して以前に出
力された電流指令値、或いは実際の電流値と過去
の実速度とを用いて現在の実速度を予測演算する
ことを特徴とする同期電動機の速度検出方式。