JPS6157751B2

JPS6157751B2 -

Info

Publication number: JPS6157751B2
Application number: JP52107792A
Authority: JP
Inventors: Fumio Inoe; Nobuyuki Suzuki
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1977-09-09
Filing date: 1977-09-09
Publication date: 1986-12-08
Also published as: JPS5441615A; DE2839213A1; DE2839213C2; US4215295A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はチヤンネル切換時等に生ずる垂直画面
変動を防止するための回路構成に関するものであ
る。

従来の垂直偏向回路の例を第１図に示す。第１
図において、１はのこぎり波発生用トランジスタ
２に印加するトリガパルスの入力端子、３，４は
トランジスタ２のバイアス用抵抗、５は充放電を
繰返すコンデンサ、６はコンデンサ５の放電用抵
抗、７は垂直励振回路および出力回路を含む垂直
励振出力回路、８は直流阻止用のコンデンサ、９
は垂直偏向ヨーク、１０は垂直出力部から垂直励
振出力回路７への直流負帰還ループを構成する抵
抗、１１はトランジスタ２の電源端子である。

第１図の回路の動作を第２図の波形図を用いて
示す。第２図ａは、同期分離回路から得られる垂
直同期信号パルスを示す。時間t₀からt₂の間は放
送波を受信しているため同期信号があり、t₂から
t₃まで例えばチヤンネル切換の途中のため同期信
号パルスがなくなつている。t₃以後は別のチヤン
ネルを受信し、再び同期信号パルスが得られる。

第２図ｂはトランジスタ２の導通時期を決める
ために第１図の端子１に印加されるパルス電圧で
ある。第２図ｂのパルスは同期信号パルスがある
時はそれに同期して発生しているが、同期信号パ
ルスのない時は垂直発振回路が自由発振の状態と
なり、抵抗３，４などで決まる一定の周波数で発
振する。したがつて第２図ｂのパルスの間隔は一
般に同期発振時と自由発振時とで異なる。

なお、第１図の回路図では垂直発振の正帰還回
路は示していないが、本発明の内容はどのような
正帰還方式の垂直発振回路にも適用できる。

第２図ｃはトランジスタ２のエミツタ電圧波形
を示す。これは第２図ｂのパルス電圧入力に対
し、トランジスタ２がスイツチング動作するため
に得られるもので、パルス期間にはトランジスタ
２が飽和し、電源端子１１からの電流によつてコ
ンデンサ５が充電され、パルス終了後はトランジ
スタ２が遮断し、コンデンサ５に充電された電荷
が抵抗６を経て放電されるために生ずるのこぎり
波電圧となる。

第２図ｃののこぎり波電圧が垂直励振出力回路
７に印加され、そろ出力電圧を偏向ヨーク９に印
加することによつて、所要の偏向電流が得られ
る。

ここで通常の垂直のこぎり波発生回路は、トラ
ンジスタ等の飽和と遮断の繰返し動作を利用して
いるため、その出力電圧波形の一端の電圧が発振
周波数とは無関係に一定の電圧に固定されてしま
う。第２図を例にするとｂに示すパルス電圧が印
加されている期間はトランジスタ２が飽和してい
るため、発振周波数に無関係に第２図ｃの電圧が
電源電圧に固定されている。

次に、トランジスタ２が遮断している期間にお
けるコンデンサ５の放電時定数は一般に発振周波
数とは無関係に一定である。この理由は、前記時
定数を変化させることにより発振周波数を制御す
る場合には、発振周波数を同期信号と同期させる
ことおよび同期保持範囲内で垂直同期調整用可変
抵抗器の抵抗値を変えたときに垂直画面振幅が変
化しないことの２つの条件を同時に満すことが難
しいからである。

以上の説明から明らかなように、垂直発振周波
数が変化したときののこぎり波電圧の変化の様子
は一般に第２図ｃに示すようになる。すなわち、
垂直帰線期間での電圧および垂直走査期間での電
圧の傾きは、いずれも発振周波数とは無関係に一
定である。従つて、チヤンネル切換時の如く発振
周波数が変化するときには、第２図ｃの電圧波形
においてその平均直流電圧がE₁及びE₂のごとく
変化する。

垂直励振出力回路７で示す部分ののこぎり波信
号に対する径路が直流的に結合されていれば、前
記平均直流電圧の変化が垂直励振出力回路７の出
力端子にまで伝達され、偏向ヨーク９に流れる偏
向電流に過渡的な変化を与える。これによつて再
生画像が垂直方向に過渡的に変動することにな
る。画面サイズに対する画像変動量の割合いは、
第２図ｃののこぎり波電圧振幅に対する平均直流
電圧の変化量の割合いに相当することから、放送
受信時の発振周波数60Hzに対し、チヤンネル切換
途中（第２図のt₂〜t₃間）の自由発振周波数が60
Hzからずれるほど画像変動量が大きくなる。チヤ
ンネル切換途中の自由発振周波数がちようど60Hz
に一致していれば、原理的にはここで述べている
画面変動は生じないのであるが、一般に垂直発振
回路の同期引込範囲は60Hzから低い方にのみ偏ら
せているため、チヤンネル切換途中の自由発振周
波数を常にちようど60Hzに保つておくことは困難
である。

第１図垂直励振出力回路７で示す部分ののこぎ
り波信号に対する径路が交流結合されている場合
であつても、この交流結合によつて平均直流電圧
の変化が垂直励振出力回路７の出力端子に過渡的
に伝達されるため、ほぼ同様のことが言える。

第１図の抵抗１０により構成される直流負帰還
ループは垂直励振出力回路７の出力直流電圧を一
定に保つように作用するが、これは垂直励振出力
回路７内で生じた状態変化に対しては効果はあつ
ても、その負帰還ループ外に相当する垂直励振出
力回路７の入力信号の直流電圧変化に対しては負
帰還効果はない。また、抵抗１０を垂直励振出力
回路７の入出力端子間に接続した場合、これが負
帰還ループを構成する極性であり、十分な負帰還
効果が得られたと仮定すると、トランジスタ２の
エミツタ電圧波形の振幅は発振周波数とは無関係
に一定になるはずである。すなわち、発振周波数
はトランジスタ２のベース電圧の変化によつて制
御することができなくなり、発振周波数は同期信
号とは無関係になつてしまうという不都合が生ず
る。

以上述べたことをまとめると次のようになる。
トランジスタのオン、オフ動作を利用してパルス
電圧をのこぎり波電圧に変換する垂直のこぎり波
発生回路では、トランジスタ導通時に相当するの
こぎり波の一端の電圧が固定されてしまうため、
発振周波数が変化した時にはのこぎり波の平均直
流電圧が変化することになり、この平均直流電圧
の変化がチヤンネル切換時に再生画像の過渡的な
垂直変動を引起す。

なお、画面の変動は前述の如く、第１図に示さ
れる垂直励振出力回路７の出力平均直流電圧が変
化し、偏向ヨーク９に流れる偏向電流の変動によ
り生ずるのであるが、実際には0.5〜３Hz程度の
周期で振動することが多い。この周期は第１図の
垂直励振出力回路７の中で用いられているコンデ
ンサやコンデンサ８の充放電時定数により決定さ
れる。換言すれば、一般に前記コンデンサにより
構成される時定数が垂直周期に比べて比較的長い
ため、垂直励振出力回路７の入力信号平均直流電
圧の変化が発振周波数の変化に伴つて極めて早く
応答するのに対し、垂直画面変動はこれに忠実に
応答するのではない。前記振動の周期から考える
と、垂直励振出力回路７の入力信号の平均直流電
圧の変化が約20〜120垂直周期間以上持続したと
きに、画面上の変動も十分に大きくなる。また
0.5〜３Hz（20〜120垂直周期に相当する。）程度
の振動は目立ち易く見苦しいのである。

本発明の目的は第１図に示す最も基本的なのこ
ぎり波の発生方法を利用した垂直発振回路の場合
にも、垂直励振出力回路７の出力端子における平
均直流電圧が発振周波数の変化に拘らず一定にな
るように成し、チヤンネル切換時等の過渡変動時
の再生画像の垂直変動を防止することにある。

前記目的のために、本発明は第１図のトランジ
スタ２によるのこぎり波発生後に、のこぎり波電
圧の平均直流電圧が一定になる如く制御するため
の回路を挿入することを特徴とする。

さらに詳述すれば、前記制御回路として個々の
のこぎり波振幅に対応した直流電圧によつて制御
される直流レベルシフト回路を用いることを特徴
とする。

本発明の実施例をブロツク図にして第３図に示
す。第３図において、第１図と同じ内容を示すも
のには同じ番号を付してある。１２は第１図のト
ランジスタ２を含むのこぎり波発生回路をブロツ
クで示したものであり、１３はレベルシフト回
路、１４はレベルシフト回路を制御するための直
流電圧発生回路である。第３図のブロツク１２の
出力電圧波形は第２図ｃと同じであり、発振周波
数の変化に従つて、その平均直流電圧は変化して
いる。

レベルシフト回路１３はのこぎり波振幅に関し
ては発振周波数とは無関係にほぼ一定の制御効果
を示すが、その直流電圧に関しては発振周波数の
変化に従つた制御信号を直流電圧発生回路１４か
ら得ることにより、ブロツク１３の出力端子にお
けるのこぎり波の平均直流電圧を常に一定に保つ
効果がある。従つて、垂直励振出力回路７の出力
端子での平均直流電圧も発振周波数とは無関係に
一定に保たれ、発振周波数が変化しても再生画像
の変動を引起すことはない。

直流電圧発生回路１４は常にのこぎり波発生回
路１２の出力平均直流電圧に相当する情報を得る
ことにより、これを１周期毎の直流電圧に変換し
てレベルシフト回路１３を制御し、ブロツク１３
の出力平均直流電圧を常に一定に保つようにす
る。

第４図に具体的実施例を示し、回路の動作を詳
しく説明する。第４図において第１図と同じ内容
を示す素子には同じ番号を付してある。１５，１
６はトランジスタ、１７，１８はそれぞれトラン
ジスタ１５，１６のエミツタに接続された抵抗、
１９，２０はトランジスタ２１に信号を伝達する
ための抵抗、２２はトランジスタ２１のエミツタ
抵抗である。２３はMOS型のFETであり、２４
はそのソース電極と共通電位間に接続されたコン
デンサ、２５はトランジスタ、２６はトランジス
タ２５のエミツタ抵抗である。２７，２８はコン
デンサ、２９，３０は抵抗である。３１はトラン
ジスタ、３２はそのコレクタ抵抗、３３はPNP型
トランジスタ、３４，３５はそれぞれトランジス
タ３３のエミツタおよびコレクタ側の抵抗であ
る。

第４図の回路の動作を第５図の波形図を用いて
説明する。第４図のトランジスタ２のエミツタ電
圧波形を考えてみると、チヤンネル切換時など発
振周波数が変化するときの電圧波形は第１図の回
路の場合と同じである。これを第５図ａに示す。
この電圧波形がトランジスタ１５を経て抵抗１７
によつて直流レベルがシフトされた後垂直励振出
力回路７の入力信号となる。ここで、トランジス
タ１６のコレクタ側インピーダンスおよび垂直励
振出力回路７の入力インピーダンスが抵抗１７の
抵抗値に比べて十分高ければ、垂直励振出力回路
７の入力信号の振幅はトランジスタ２のエミツタ
での振幅とほぼ同じである。

抵抗１７によりシフトされる直流レベルは、ト
ランジスタ１６のベース直流電圧と抵抗１８と１
７の値によつて決まる。

次にトランジスタ１６のベースに印加すべき直
流電圧の発生手段について述べる。トランジスタ
２１のエミツタにはトランジスタ２のエミツタと
相似な電圧波形が発生している。すなわち、抵抗
１９，２０により交流振幅、直流レベルとも変換
されているが、帰線期間における電圧が発振周波
数とは関係なく一定であり、発振周波数変化時の
走査期間終端の電圧の変化はトランジスタ２のエ
ミツタの電圧変化と対応している。また、これは
トランジスタ２のエミツタにおける平均直流電圧
に関する情報も合せ持つていることが容易に推定
できる。

一方、トランジスタ２のエミツタ電圧波形が、
コンデンサ２７，２８、および抵抗２９，３０に
より２回微分され、トランジスタ３１のベースに
は第５図ｂに示す如きパルス電圧が発生する。す
なわち、帰線期間の立上りの極めて早い時期に正
のパルス電圧が発生し、これによつてトランジス
タ３１がスイツチング動作し、トランジスタ３３
のコレクタには第５図ｃに示す如きパルス電圧が
発生する。これは第５図ａの走査期間終端と同期
している。

このパルス電圧をMOS型FET２３のゲートパ
ルスとすると、パルス入力期間にはMOS型FET
のソース・ドレイン間が短絡され、両方向性のス
イツチとして働く。MOS型FETの一端がトラン
ジスタ２１の如きエミツタホロワに接続されてい
ると、このエミツタホロワは電圧源として動作す
るのでコンデンサ２４の端子電圧もMOS型FET
２３にゲートパルス入力時のトランジスタ２１の
エミツタ電圧と等しくなる。かつ前記ゲートパル
スがない期間にはMOS型FET２３は遮断し、ま
たトランジスタ２５のベース電流が無視できると
すると、コンデンサ２４に貯えられた電荷は次の
ゲートパルス入力時まで保存される。すなわち、
コンデンサ２４の両端の電圧は直前の垂直走査期
間後端におけるトランジスタ２のエミツタ電圧に
対応したものとなり、かつ垂直走査周期毎にこの
電圧が新しく再生される。

なお、実験的には第４図の回路構成により、コ
ンデンサ２４に貯えられる電圧が、走査期間終端
におけるトランジスタ２のエミツタ電圧に対応し
たものになることを確認することは容易である
が、第５図ａに示した如くのこぎり波電圧が理想
的に急俊に立上る場合には第５図ｃのゲートパル
ス終了時には第５図ａの電圧は既に電源電圧にま
で上昇しているので、コンデンサ２４に貯えられ
る電圧は発振周波数に関係なく常に一定になる。

この場合には、例えば抵抗２０に並列に適当な
コンデンサを接続すれば、トランジスタ２１のエ
ミツタに得られるのこぎり波電圧の立上り部分が
遅れるので、走査期間後端におけるトランジスタ
２のエミツタ電圧に対応した電圧をコンデンサ２
４に貯えることができる。

従つて、トランジスタ２５のエミツタには、第
５図ｄに示す如き一垂直周期毎の直流電圧が得ら
れる。すなわち第４図におき発振周波数が高い時
にはトランジスタ１６のベース電圧が高くなり、
抵抗１７による電圧シフト量が大きくなる。ま
た、発振周波数が低いときにはトランジスタ１６
のベース電圧が低くなり、抵抗１７による電圧シ
フト量が小さくなる。

従つて、第４図垂直励振出力回路７の入力信号
は第５図ｅに示す如くその平均直流電圧を常に一
定に保つことができるため、チヤンネル切換時な
ど発振周波数が変化することによる偏向電流の過
渡変動を極めて小さくすることができる。

なお、発振周波数変化直後の一垂直周期間の平
均直流電圧は多少変化するが、前述の如く20〜
120垂直周期間もの平均直流電圧の変化は生じな
いため、従来例に比べた改善効果は極めて大き
い。

以上、第３図の直流電圧発生回路１４の入力信
号としてのこぎり波発生回路１２の出力信号を用
いる場合について第４図に具体的に示したが、第
３図の直流電圧発生回路１４の入力点Ａ点を垂直
励振出力回路７の入力端子に接続し、制御回路と
して負帰還ループを構成しても、ほぼ同様の効果
が得られることは容易に推定できる。

前述の如く本発明を用いれば、チヤンネル切換
時等の発振周波数変化時に、平均直流電圧が変化
することにより生ずる偏向電流の過渡変動を防止
することができ、これにより再生画面の過渡的な
垂直方向の変動を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の垂直偏向回路図、第２図は第１
図の説明に供する波形図、第３図は本発明による
垂直偏向回路のブロツク図、第４図は本発明によ
る垂直偏向回路の具体的実施例を示す回路図、第
５図は第４図の動作を説明するための波形図であ
る。７：垂直励振出力回路、９：垂直偏向ヨーク、
１２：のこぎり波発生回路、１３：レベルシフト
回路、１４：直流電圧発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１垂直偏向周期ののこぎり波電圧を発生する垂
直のこぎり波発生回路と、垂直のこぎり波発生回
路からのこぎり波電圧が供給される垂直励振出力
回路と、垂直励振出力回路に接続された垂直偏向
ヨークとを備えた垂直偏向回路に使用される画面
変動防止回路であつて、上記垂直のこぎり波発生
回路と垂直励振出力回路との間に接続され、のこ
ぎり波電圧の直流レベルをレベルシフトするレベ
ルシフト回路と、垂直のこぎり波発生回路に接続
され、垂直のこぎり波発生回路からのこぎり波電
圧が供給され、のこぎり波電圧の垂直走査期間後
端における電圧値を垂直走査周期毎にサンプル
し、サンプルして得た電圧を保持し、一垂直周期
毎の直流電圧を発生し、この直流電圧を前記レベ
ルシフト回路へ供給して、のこぎり波電圧の直流
レベルを制御する直流電圧発生回路とを備えてい
ることを特徴とする画面変動防止回路。