JPS6159062B2 - - Google Patents
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- JPS6159062B2 JPS6159062B2 JP53103681A JP10368178A JPS6159062B2 JP S6159062 B2 JPS6159062 B2 JP S6159062B2 JP 53103681 A JP53103681 A JP 53103681A JP 10368178 A JP10368178 A JP 10368178A JP S6159062 B2 JPS6159062 B2 JP S6159062B2
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- period
- waveform
- inverter
- triangular wave
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- 101000835083 Homo sapiens Tissue factor pathway inhibitor 2 Proteins 0.000 claims description 6
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 4
- 101100152598 Arabidopsis thaliana CYP73A5 gene Proteins 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 101100219315 Arabidopsis thaliana CYP83A1 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100269674 Mus musculus Alyref2 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100140580 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) REF2 gene Proteins 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は基本周波数より高い周波数にて出力波
形のパルス幅を変調する三相インバータ（以下
PWMインバータと略記）の制御装置に関するも
のである。
形のパルス幅を変調する三相インバータ（以下
PWMインバータと略記）の制御装置に関するも
のである。
第１図にPWMインバータの概略を示す。
第１図においてＳは直流電源、Ｍは交流電動
機、Th１〜６はオン、オフ可能なスイツチであ
り、このTh１〜６により直流電力を交流電力に
変換するインバータ動作を行なつて交流電動機Ｍ
を駆動する。
機、Th１〜６はオン、オフ可能なスイツチであ
り、このTh１〜６により直流電力を交流電力に
変換するインバータ動作を行なつて交流電動機Ｍ
を駆動する。
第２図は第１図に示したようなインバータを用
いてPWM動作を行なわず、120゜通電インバータ
として動作させる場合のインバータ出力電圧波形
または電流波形を示す。この出力波形が電圧波形
になるか電流波形になるかは第１図の直流電源Ｓ
の性質によつて定まり、直流電圧源の場合は電圧
波形が、直流電流源の場合は電流波形が第２図に
示したようになる。この120゜通電インバータに
動作は公知の事実なので詳述は省く。
いてPWM動作を行なわず、120゜通電インバータ
として動作させる場合のインバータ出力電圧波形
または電流波形を示す。この出力波形が電圧波形
になるか電流波形になるかは第１図の直流電源Ｓ
の性質によつて定まり、直流電圧源の場合は電圧
波形が、直流電流源の場合は電流波形が第２図に
示したようになる。この120゜通電インバータに
動作は公知の事実なので詳述は省く。
第３図は第１図に示したようなインバータを用
いてPWMインバータとして動作させる場合の各
スイツチに加える制御信号（オン信号））波形お
よびインバータ出力波形である。第３図にはイン
バータ動作の１周期（通電角360゜）を示してい
る。このうちTh１について着目すると通電期間
０゜から60゜まで必ずオン信号が与えられる期
間、通電期間60゜から120゜まではTh１および
Th２により交互にオン、オフが繰り返される期
間（PWM期間）、通電期間120゜から300゜までは
必ずオフとなる期間、通電期間300゜から360゜ま
ではTh３およびTh１により交互にオン、オフが
繰り返される期間（PWM期間）である。以下Th
２からTh６まで同様のことが60゜の位相差を有
して行なわれる。これらの制御信号によりインバ
ータ出力として得られる波形はｅu-0（またはｉ
u）、ｅv-0（またはｉv）、ｅw-0（またはｉw）とな
る。３つの出力波形は相互に120゜の位相差を有
する三相交流として電動機のＵ，Ｖ，Ｗ端子に加
えられるものである。前記Th１とTh２が交互に
オン、オフを繰り返すPWM期間について詳述す
ると次のようになる。即ち、Th１は前記必ずオ
ンとなる通電期間０゜から600゜までが終了した
後、さらに若干の期間オンを継続する。この後通
電角α１だけTh１はオフし、Th２は同じ期間だ
けオンする。次に同一通電角α１だけTh１がオ
ンし、Th２はオフする。最後にTh１がオフし、
Th２がオンしてPWM期間が終了する。ここで前
記Th１がオフする期間と次にオンする期間は必
ず同一通電角α１であること、およびオフからオ
ンに切りかわるのは通電期間60゜と120゜の中
間、即ち90゜の時点であることの２点が必要であ
る。前記２条件を満すことによりTh１とTh２の
波形が同一波形（位相差は120゜）になりうる。
他の２つのスイツチTh２とTh３，Th３とTh
１，Th４とTh５，Th５とTh６，Th６とTh４の
PWM期間についても全く同様である。またここ
ではPWM動作による通電角α１の切り離された
パルスが１個の場合について説明をしたが、２個
以上のパルスを発生させる場合も同様のことが成
立する。
いてPWMインバータとして動作させる場合の各
スイツチに加える制御信号（オン信号））波形お
よびインバータ出力波形である。第３図にはイン
バータ動作の１周期（通電角360゜）を示してい
る。このうちTh１について着目すると通電期間
０゜から60゜まで必ずオン信号が与えられる期
間、通電期間60゜から120゜まではTh１および
Th２により交互にオン、オフが繰り返される期
間（PWM期間）、通電期間120゜から300゜までは
必ずオフとなる期間、通電期間300゜から360゜ま
ではTh３およびTh１により交互にオン、オフが
繰り返される期間（PWM期間）である。以下Th
２からTh６まで同様のことが60゜の位相差を有
して行なわれる。これらの制御信号によりインバ
ータ出力として得られる波形はｅu-0（またはｉ
u）、ｅv-0（またはｉv）、ｅw-0（またはｉw）とな
る。３つの出力波形は相互に120゜の位相差を有
する三相交流として電動機のＵ，Ｖ，Ｗ端子に加
えられるものである。前記Th１とTh２が交互に
オン、オフを繰り返すPWM期間について詳述す
ると次のようになる。即ち、Th１は前記必ずオ
ンとなる通電期間０゜から600゜までが終了した
後、さらに若干の期間オンを継続する。この後通
電角α１だけTh１はオフし、Th２は同じ期間だ
けオンする。次に同一通電角α１だけTh１がオ
ンし、Th２はオフする。最後にTh１がオフし、
Th２がオンしてPWM期間が終了する。ここで前
記Th１がオフする期間と次にオンする期間は必
ず同一通電角α１であること、およびオフからオ
ンに切りかわるのは通電期間60゜と120゜の中
間、即ち90゜の時点であることの２点が必要であ
る。前記２条件を満すことによりTh１とTh２の
波形が同一波形（位相差は120゜）になりうる。
他の２つのスイツチTh２とTh３，Th３とTh
１，Th４とTh５，Th５とTh６，Th６とTh４の
PWM期間についても全く同様である。またここ
ではPWM動作による通電角α１の切り離された
パルスが１個の場合について説明をしたが、２個
以上のパルスを発生させる場合も同様のことが成
立する。
第４図にはPWM動作を行なうことにより切り
離すパルスの数を変化させた時の制御信号波形を
示した。ＡはPWM動作を行なわない普通の120゜
通電動作時の制御信号波形である。Ｂは前記120
゜通電期間から通電角α１だけ前後ひとずつパル
スを切り離した場合の制御信号波形である。この
場合の説明は前述の通りであるが、前記２条件を
一般的に述べると次のようになる。
離すパルスの数を変化させた時の制御信号波形を
示した。ＡはPWM動作を行なわない普通の120゜
通電動作時の制御信号波形である。Ｂは前記120
゜通電期間から通電角α１だけ前後ひとずつパル
スを切り離した場合の制御信号波形である。この
場合の説明は前述の通りであるが、前記２条件を
一般的に述べると次のようになる。
(1) 切り離されたパルスの通電角と、切り離され
た２つのパルスの間隔は等しくなる。
た２つのパルスの間隔は等しくなる。
(2) 前記２つの等しい通電角は必ず30゜および
150゜の時点に対し対称に配置され、かつオン
とオフが逆の関係になる。
150゜の時点に対し対称に配置され、かつオン
とオフが逆の関係になる。
Ｃは前記120゜通電期間から通電角α１および
α２の２個のパルスを前後それぞれ切り離した場
合の制御信号波形である。Ｄは３個のパルスを、
Ｅは４個のパルスを切り離した場合の制御信号波
形であり、これらを総合してBWM期間中のオン
期間とオフ期間の関係をまとめると次のようにな
る。
α２の２個のパルスを前後それぞれ切り離した場
合の制御信号波形である。Ｄは３個のパルスを、
Ｅは４個のパルスを切り離した場合の制御信号波
形であり、これらを総合してBWM期間中のオン
期間とオフ期間の関係をまとめると次のようにな
る。
() PWM期間60゜はその中央の30゜の時点に
対し対称に通電角αが配置される。（即ちPWM
期間中にＮ個のパルスを発生する場合にはα
１，α２，……αN，αN，……α２，α１と
PWM期間が区切られる。） () 前記区切られた期間にオンとオフが交互に
繰り返される。
対し対称に通電角αが配置される。（即ちPWM
期間中にＮ個のパルスを発生する場合にはα
１，α２，……αN，αN，……α２，α１と
PWM期間が区切られる。） () 前記区切られた期間にオンとオフが交互に
繰り返される。
以上が120゜通電インバータによりPWM動作を
行なわせる時の特徴であり、明らかに前記２条件
の下では切り離されたパルスの数にかかわりなく
オン期間を合計すると通電角は120゜となる。ま
た前記２条件により、Th１からTh６までの６つ
の制御信号波形は同一波形となり、三相出力波形
も互いに等しく対称な波形となる。前記通電角α
１……αNを適当に決定することにより出力波形
に含まれる高調波成分のうち特定次数の成分を消
去しうることが知られている。たとえばＢの制御
信号波形においてα１を適当に決定すると出力波
形の第５高調波を零にすることが可能となり、出
力波形には基本波成分と第７高調波以上の成分が
含まれることになる。Ｃの制御信号波形において
α１，α２を適当に決定すると出力波形の第５、
第７高周波を零にすることが可能となり、出力波
形に基本波成分と第11高調波以上の成分が含まれ
ることになる。このために120゜通電インバータ
でPWM動作を行なうことはトルクリツプルの低
減、特に低周波数出力時におけるトルクリツプル
の減少に効果がある。
行なわせる時の特徴であり、明らかに前記２条件
の下では切り離されたパルスの数にかかわりなく
オン期間を合計すると通電角は120゜となる。ま
た前記２条件により、Th１からTh６までの６つ
の制御信号波形は同一波形となり、三相出力波形
も互いに等しく対称な波形となる。前記通電角α
１……αNを適当に決定することにより出力波形
に含まれる高調波成分のうち特定次数の成分を消
去しうることが知られている。たとえばＢの制御
信号波形においてα１を適当に決定すると出力波
形の第５高調波を零にすることが可能となり、出
力波形には基本波成分と第７高調波以上の成分が
含まれることになる。Ｃの制御信号波形において
α１，α２を適当に決定すると出力波形の第５、
第７高周波を零にすることが可能となり、出力波
形に基本波成分と第11高調波以上の成分が含まれ
ることになる。このために120゜通電インバータ
でPWM動作を行なうことはトルクリツプルの低
減、特に低周波数出力時におけるトルクリツプル
の減少に効果がある。
従来PWMインバータの制御信号を発生させる
には１つの搬送波と１つの基準値とを比較するこ
とにより行なつてきた。例を第５図に示す。基本
周波数より高い１つの搬送波CARと基本周波数
に同期した任意波形（普通正弦波、台形波等）
REFとをコンパレータにより比較し制御信号Th
１を得る。
には１つの搬送波と１つの基準値とを比較するこ
とにより行なつてきた。例を第５図に示す。基本
周波数より高い１つの搬送波CARと基本周波数
に同期した任意波形（普通正弦波、台形波等）
REFとをコンパレータにより比較し制御信号Th
１を得る。
しかし、この方法で前記２条件を満足した120
゜通電インバータのPWM制御信号を合成するに
は種々の困難が伴なう。第１に条件（）を満足
するためには搬送波CARと基準値REFとを同期
させ、しかも30゜および150゜の時点で２つの波
形が交わる必要がある。第２に搬送波CARは基
準値REFの周波数の整数倍であることが必要で
あり、しかも第４図に示したようなパルス数の切
りかえを行なう場合には、搬送波CARの周波数
を切り換える必要がある。第３に１周期中に前期
PWM期間、必ずオン信号を出す期間、必ずオフ
信号を出す期間と制御モードが変化するために各
モード毎に制御信号を切りかえるかあるいは搬送
波CAR、基準値REFのいずれかまたは両方を変
更する必要がある。以上のような点を解決するた
めには制御回路が複雑化する欠点が有つた。
゜通電インバータのPWM制御信号を合成するに
は種々の困難が伴なう。第１に条件（）を満足
するためには搬送波CARと基準値REFとを同期
させ、しかも30゜および150゜の時点で２つの波
形が交わる必要がある。第２に搬送波CARは基
準値REFの周波数の整数倍であることが必要で
あり、しかも第４図に示したようなパルス数の切
りかえを行なう場合には、搬送波CARの周波数
を切り換える必要がある。第３に１周期中に前期
PWM期間、必ずオン信号を出す期間、必ずオフ
信号を出す期間と制御モードが変化するために各
モード毎に制御信号を切りかえるかあるいは搬送
波CAR、基準値REFのいずれかまたは両方を変
更する必要がある。以上のような点を解決するた
めには制御回路が複雑化する欠点が有つた。
本発明の目的は前述欠点を除去するためになさ
れたものであつて、１つは制御信号を合成する為
に１つの三角波と１つないし数個の基準値とを比
較することにより簡単な制御回路で前記条件を満
足した制御信号を発生させて制御することが出来
る三相インバータの制御装置を提供する。
れたものであつて、１つは制御信号を合成する為
に１つの三角波と１つないし数個の基準値とを比
較することにより簡単な制御回路で前記条件を満
足した制御信号を発生させて制御することが出来
る三相インバータの制御装置を提供する。
以下図面を参照して本発明を説明する。
第６図に本発明の一実施例を記す。また第７図
は１個の基準値REF１と三角波TR１とを比較し
た場合、第８図は３個の基準値REF１，REF
２，REF３と三角波TR１とを比較した場合の動
作波形を示す。インバータの基本周波数の６倍信
号６ｆを入力として三角波発生回路１により基本
周波数の６倍の対称な三角波TR１を発生させ
る。この時三角波TR１は１周期が通電角60゜で
あり、波高値は基本周波数に反比例する。コンパ
レータ２は前記三角波TR１と１個ないし数個の
基準値発生回路３により作られた１個ないし数個
の基準値REF１〜REFNとを比較し、その大小関
係によりコンパレータ２は出力C1〜CNを発生す
る。この場合基準値REFは一定の値にあらかじ
め設定されている。次にコンパレータの出力信号
Ｃ１〜CNとインバータの基本周波数の６倍の信
号６ｆとを論理処理回路に入力し所望の論理演算
を行つて出力波形Ｌのような信号を得る。この波
形Ｌは60゜の周期で繰り返され、PWM動作を行
なう場合の基本となる信号である。前記三角波
TR１が１周期60゜でありかつ中央の30゜の時点
に対して前後対称であることから前記PWM期間
中の制御信号が満たすべき条件（）は満たされ
ている。また条件（）に関しては、満足するよ
う論理処理回路４にて必要な演算が行なわれる。
前記したインバータ基本周波数の６倍信号６ｆは
前記三角波発生回路１とは別に６進リングカウン
タ５の入力にもなる。６進リングカウンタ５はこ
の入力によるRC１からRC６までの６個の出力を
出す。RC１からRC６までの３出力はそれぞれ60
゜のオン期間と300゜のオフ期間を有し、60゜の
位相差を有する信号でスイツチTh１からTh６ま
でのオン順序を決定している。従つて６進リング
カウンタ５の相回転方向を変えることにより電動
機は回転方向を変えることができる。また６進リ
ングカウンタ５の相回転を停止することにより電
動機に直流制動をかけることもできる。６進リン
グカウンタ５の出力RC１かRC６までと論理処理
回路４の出力Ｌとは次の波形合成回路６の入力に
なる。波形合成回路６においては前記RC１から
RC６までのそれぞれと前記Ｌとを合成して目的
とする制御信号波形Th１からTh６までを出力す
る。制御信号Th１について詳述するとRC１のオ
ン期間60゜はTh１にとつては前記必ずオン信号
が与えられる期間に相当し、この前後60゜が前記
PWM期間に相当する。RC１のオン期間の直前60
゜は前記Ｌがそのまま出力Th１となる。またRC
１のオン期間の直後60゜は前記Ｌの否定
（NOT）が出力Th１となる。従つてこの３つの
60゜期間の合成によつて目的とするTh１の完全
な波形が得られる。
は１個の基準値REF１と三角波TR１とを比較し
た場合、第８図は３個の基準値REF１，REF
２，REF３と三角波TR１とを比較した場合の動
作波形を示す。インバータの基本周波数の６倍信
号６ｆを入力として三角波発生回路１により基本
周波数の６倍の対称な三角波TR１を発生させ
る。この時三角波TR１は１周期が通電角60゜で
あり、波高値は基本周波数に反比例する。コンパ
レータ２は前記三角波TR１と１個ないし数個の
基準値発生回路３により作られた１個ないし数個
の基準値REF１〜REFNとを比較し、その大小関
係によりコンパレータ２は出力C1〜CNを発生す
る。この場合基準値REFは一定の値にあらかじ
め設定されている。次にコンパレータの出力信号
Ｃ１〜CNとインバータの基本周波数の６倍の信
号６ｆとを論理処理回路に入力し所望の論理演算
を行つて出力波形Ｌのような信号を得る。この波
形Ｌは60゜の周期で繰り返され、PWM動作を行
なう場合の基本となる信号である。前記三角波
TR１が１周期60゜でありかつ中央の30゜の時点
に対して前後対称であることから前記PWM期間
中の制御信号が満たすべき条件（）は満たされ
ている。また条件（）に関しては、満足するよ
う論理処理回路４にて必要な演算が行なわれる。
前記したインバータ基本周波数の６倍信号６ｆは
前記三角波発生回路１とは別に６進リングカウン
タ５の入力にもなる。６進リングカウンタ５はこ
の入力によるRC１からRC６までの６個の出力を
出す。RC１からRC６までの３出力はそれぞれ60
゜のオン期間と300゜のオフ期間を有し、60゜の
位相差を有する信号でスイツチTh１からTh６ま
でのオン順序を決定している。従つて６進リング
カウンタ５の相回転方向を変えることにより電動
機は回転方向を変えることができる。また６進リ
ングカウンタ５の相回転を停止することにより電
動機に直流制動をかけることもできる。６進リン
グカウンタ５の出力RC１かRC６までと論理処理
回路４の出力Ｌとは次の波形合成回路６の入力に
なる。波形合成回路６においては前記RC１から
RC６までのそれぞれと前記Ｌとを合成して目的
とする制御信号波形Th１からTh６までを出力す
る。制御信号Th１について詳述するとRC１のオ
ン期間60゜はTh１にとつては前記必ずオン信号
が与えられる期間に相当し、この前後60゜が前記
PWM期間に相当する。RC１のオン期間の直前60
゜は前記Ｌがそのまま出力Th１となる。またRC
１のオン期間の直後60゜は前記Ｌの否定
（NOT）が出力Th１となる。従つてこの３つの
60゜期間の合成によつて目的とするTh１の完全
な波形が得られる。
第８図は基準値REFを３個に増加した場合の
例で、三角波TRIと基準値REF１を比較して得ら
れたコンパレータ出力がＣ１であり、三角波TRI
と基準値REF２を比較して得られたコンパレー
タ出力がＣ２、三角波TRIと基準値REF３を比較
して得られたコンパレータ出力がＣ３である。こ
の３波形を入力として論理処理回路４の出力Ｌは
第８図のようになる。以後波形合成回路６の動作
は前記と全く同じである。
例で、三角波TRIと基準値REF１を比較して得ら
れたコンパレータ出力がＣ１であり、三角波TRI
と基準値REF２を比較して得られたコンパレー
タ出力がＣ２、三角波TRIと基準値REF３を比較
して得られたコンパレータ出力がＣ３である。こ
の３波形を入力として論理処理回路４の出力Ｌは
第８図のようになる。以後波形合成回路６の動作
は前記と全く同じである。
以上では基準値が１個と３個の場合を例にとつ
て説明を行なつたが、基準値が任意個数（Ｎ個）
の場合でも、回路の動作は変わらない。ただ切り
離されたパルスの数がＮ個になるだけである。
て説明を行なつたが、基準値が任意個数（Ｎ個）
の場合でも、回路の動作は変わらない。ただ切り
離されたパルスの数がＮ個になるだけである。
一般にインバータは半導体スイツチのターンオ
フ時間や転流回路の転流時間などから動作可能な
周波数上限が決まつてしまう。
フ時間や転流回路の転流時間などから動作可能な
周波数上限が決まつてしまう。
PWM制御を行なうとインバータの半導体スイ
ツチのスイツチング周波数が基本周波数より当然
上昇することになるから、この上限周波数を越え
ない範囲でPWM制御を行なう様に配慮すること
が重重要である。この点からPWM制御を行なう
インバータでは、基本周波数が低いときにはパル
ス数の多いPWMを、基本周波数が高いときには
パルス数の少ないPWMを行ない、半導体スイツ
チのスイツチング周波数を一定もしくはほぼ一定
に保つ様な制御方式をとることが望ましい。
ツチのスイツチング周波数が基本周波数より当然
上昇することになるから、この上限周波数を越え
ない範囲でPWM制御を行なう様に配慮すること
が重重要である。この点からPWM制御を行なう
インバータでは、基本周波数が低いときにはパル
ス数の多いPWMを、基本周波数が高いときには
パルス数の少ないPWMを行ない、半導体スイツ
チのスイツチング周波数を一定もしくはほぼ一定
に保つ様な制御方式をとることが望ましい。
そこで本発明においては、基本周波数が高い
か、低いかによつて次のようなPWM制御を行な
えば、半導体スイツチのスイツチング周波数を一
定もしくはほぼ一定に保つことが可能となる。す
なわち、三角波の傾斜を一定とすることにより、
三角波の高さは周波数がの場合を第９図ａ、２
ｆの場合を第９図ｂ、６ｆの場合を第９図ｃに示
すように周波数に反比例することになる。この特
長を利用し、三角波と比較される基準値を適当に
設定するならば、第１０図に示すようにある設定
値と三角波とはある定まつた周波数値以下のとき
に交差し、インバータの出力周波数を変調するこ
とになる。すなわち、第１０図において、REF
１はインバータの基本周波数が２ｆ以下で三角波
と交差し、REF２はインバータの基本周波数が
６ｆのときすでに三角波と交差している。このた
め基本周波数が減少するに従がつて三角波の波高
値が増し、交差する基準値の数が増えてパルス数
を増すことになる。このことは低周波数のトルク
リツプル軽減には特に適している。逆に前記基本
周波数が増加すると波高値が減少して交差する基
準値の数が減ることになる。もし交差する基準値
が無くなると、インバータは普通の120゜通電イ
ンバータとして動作するようになる。
か、低いかによつて次のようなPWM制御を行な
えば、半導体スイツチのスイツチング周波数を一
定もしくはほぼ一定に保つことが可能となる。す
なわち、三角波の傾斜を一定とすることにより、
三角波の高さは周波数がの場合を第９図ａ、２
ｆの場合を第９図ｂ、６ｆの場合を第９図ｃに示
すように周波数に反比例することになる。この特
長を利用し、三角波と比較される基準値を適当に
設定するならば、第１０図に示すようにある設定
値と三角波とはある定まつた周波数値以下のとき
に交差し、インバータの出力周波数を変調するこ
とになる。すなわち、第１０図において、REF
１はインバータの基本周波数が２ｆ以下で三角波
と交差し、REF２はインバータの基本周波数が
６ｆのときすでに三角波と交差している。このた
め基本周波数が減少するに従がつて三角波の波高
値が増し、交差する基準値の数が増えてパルス数
を増すことになる。このことは低周波数のトルク
リツプル軽減には特に適している。逆に前記基本
周波数が増加すると波高値が減少して交差する基
準値の数が減ることになる。もし交差する基準値
が無くなると、インバータは普通の120゜通電イ
ンバータとして動作するようになる。
以上説明したように本発明によれば、120゜通
電インバータのPWM制御信号を簡単な回路で作
ることが可能となり、複雑な切りかえ回路無しに
PWM波形のパルス数切りかえをインバータ基本
周波数に応じて自動的に行なうことができ、普通
の120゜通電モードへも連続的に移行することが
できる。
電インバータのPWM制御信号を簡単な回路で作
ることが可能となり、複雑な切りかえ回路無しに
PWM波形のパルス数切りかえをインバータ基本
周波数に応じて自動的に行なうことができ、普通
の120゜通電モードへも連続的に移行することが
できる。
第１図はパルス幅制御インバータの概略的な回
路図、第２図は120゜通電インバータの動作波形
図、第３図はパルス幅制御インバータの動作波形
図、第４図はパルス幅制御インバータの種々な制
御信号波形図、第５図は従来のパルス幅制御イン
バータ制御回路の動作波形図、第６図は本発明の
一実施例を示すインバータ制御回路の構成図、第
７図乃至第８図は第６図に示した制御回路の動作
波形図、第９図及び第１０図は本発明の他の実施
例を説明するための基本周波数と三角波の関係及
び三角波と比較される基準値との関係を示す図で
ある。 Th１〜Th６……オン、オフ可能な半導体スイ
ツチ、Ｓ……直流電圧源または直流電流源、Ｍ…
…三相交流電動機、Ｕ，Ｖ，Ｗ……三相交流電動
機Ｍの端子、REF……基準値、CAR……搬送
波、１……三角波発生回路、２……コンパレー
タ、３……基準値発生回路、４……論理処理回
路、５……６進リングカウンタ、６……波形合成
回路、ThI……三角波、REF１〜REF３……基準
値、Ｃ１〜Ｃ３……コンパレータ出力、Ｌ……論
理処理回路出力、６ｆ……インバータ基本周波数
の６倍周波数信号、RC１〜RC６……リングカウ
ンタ出力。
路図、第２図は120゜通電インバータの動作波形
図、第３図はパルス幅制御インバータの動作波形
図、第４図はパルス幅制御インバータの種々な制
御信号波形図、第５図は従来のパルス幅制御イン
バータ制御回路の動作波形図、第６図は本発明の
一実施例を示すインバータ制御回路の構成図、第
７図乃至第８図は第６図に示した制御回路の動作
波形図、第９図及び第１０図は本発明の他の実施
例を説明するための基本周波数と三角波の関係及
び三角波と比較される基準値との関係を示す図で
ある。 Th１〜Th６……オン、オフ可能な半導体スイ
ツチ、Ｓ……直流電圧源または直流電流源、Ｍ…
…三相交流電動機、Ｕ，Ｖ，Ｗ……三相交流電動
機Ｍの端子、REF……基準値、CAR……搬送
波、１……三角波発生回路、２……コンパレー
タ、３……基準値発生回路、４……論理処理回
路、５……６進リングカウンタ、６……波形合成
回路、ThI……三角波、REF１〜REF３……基準
値、Ｃ１〜Ｃ３……コンパレータ出力、Ｌ……論
理処理回路出力、６ｆ……インバータ基本周波数
の６倍周波数信号、RC１〜RC６……リングカウ
ンタ出力。
Claims (1)
- １ 基本周波数より高い周波数にて出力波形のパ
ルス幅を変調する三相インバータの制御装置にお
いて、前記基本周波数の６倍の周波数を有する論
理信号６ｆを入力し基本周波数に反比例して波高
値が可変される三角波TRIを発生する三角波発生
回路と、１つないし数個の基準値REF１，REF
２…）と前記三角波TRIとを比較しその大小関係
に応じた信号Ｃ１，Ｃ２…を発生するコンパレー
タと、このコンパレータの出力信号Ｃ１，Ｃ２…
と前記論理信号６ｆとを入力し所望の論理信号Ｌ
を出力する論理処理回路と、前記論理信号６ｆを
入力とする６進リングカウンタと、この６進リン
グカウンタの出力信号RC１〜RC６と前記論理信
号Ｌを入力とし前記インバータを構成する半導体
スイツチをオン・オフする制御信号Th１〜Th６
を出力する波形合成回路を具備してなる三相イン
バータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368178A JPS5532433A (en) | 1978-08-25 | 1978-08-25 | System for controlling inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368178A JPS5532433A (en) | 1978-08-25 | 1978-08-25 | System for controlling inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5532433A JPS5532433A (en) | 1980-03-07 |
| JPS6159062B2 true JPS6159062B2 (ja) | 1986-12-15 |
Family
ID=14360521
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10368178A Granted JPS5532433A (en) | 1978-08-25 | 1978-08-25 | System for controlling inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5532433A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58182478A (ja) * | 1982-04-16 | 1983-10-25 | Sanken Electric Co Ltd | 高調波低減用パルス幅変調波発生回路 |
| JPS62163589A (ja) * | 1986-01-13 | 1987-07-20 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
| EP0236794B1 (de) * | 1986-03-13 | 1991-01-02 | ITW Gema AG | Elektrostatische Sprüheinrichtung für Beschichtungspulver |
| JPH04223310A (ja) * | 1990-12-25 | 1992-08-13 | Toshiba Corp | 変圧器直結形ガス絶縁開閉装置 |
-
1978
- 1978-08-25 JP JP10368178A patent/JPS5532433A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5532433A (en) | 1980-03-07 |
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