JPS6159075B2 - - Google Patents
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- JPS6159075B2 JPS6159075B2 JP54091574A JP9157479A JPS6159075B2 JP S6159075 B2 JPS6159075 B2 JP S6159075B2 JP 54091574 A JP54091574 A JP 54091574A JP 9157479 A JP9157479 A JP 9157479A JP S6159075 B2 JPS6159075 B2 JP S6159075B2
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- JP
- Japan
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- stator coil
- amplitude
- voltage
- output voltage
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B19/00—Driving, starting, stopping record carriers not specifically of filamentary or web form, or of supports therefor; Control thereof; Control of operating function ; Driving both disc and head
- G11B19/20—Driving; Starting; Stopping; Control thereof
- G11B19/2009—Turntables, hubs and motors for disk drives; Mounting of motors in the drive
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流モータの制御回路に係り、特
に、音響機器の駆動源に用いる直流ブラシレスモ
ータの制御回路に関するものである。
に、音響機器の駆動源に用いる直流ブラシレスモ
ータの制御回路に関するものである。
磁気記録再生装置等の音響機器の駆動源に用い
る直流ブラシレスモータにおいては、トルク変動
や振動、雑音などの不要な外乱をできるだけ小さ
くする必要がある。このような外乱は、モータの
ステータコイルに供給する駆動電流の切換え時に
生じることが多いので、外乱を少なくするための
有効な方法の一つとして、駆動電流の切換えを正
弦波状に徐々に行なうことが採用される。その従
来技術の一例を第１図により説明する。
る直流ブラシレスモータにおいては、トルク変動
や振動、雑音などの不要な外乱をできるだけ小さ
くする必要がある。このような外乱は、モータの
ステータコイルに供給する駆動電流の切換え時に
生じることが多いので、外乱を少なくするための
有効な方法の一つとして、駆動電流の切換えを正
弦波状に徐々に行なうことが採用される。その従
来技術の一例を第１図により説明する。
第１図において、１及び２は、モータの回転軸
と一体的に回転するロータマグネツト（図示省
略）と小空隙を介して対向する位置に固定される
ステータコイルであり、このステータコイル１，
２に流す駆動電流の切換えは、ロータ位置検出用
のホール素子３，４を用いて行なわれる。ホール
素子３，４はロータマグネツトの回転に伴なう磁
界の強さの変化を、各ホール素子３，４ごとの取
付け位置において、検出しているが、ロータの回
転に伴なつてほぼ正弦波状のロータ位置信号が得
られる。一方のホール素子３によつて検出された
ロータ位置信号は、抵抗７，８，１１，１３と演
算増幅器１５によつて形成される差動増幅器によ
つて増幅され、パワートランジスタ１７，１９で
形成される駆動回路を通してステータコイル１に
印加される。他方のホール素子４とステータコイ
ル２は、上記のホール素子３とステータコイル１
に対して電気角で90度だけずれた位置に設置され
ており、同様にしてホール素子４によつて検出さ
れたロータ位置信号は、抵抗９，１０，１２，１
４と演算増幅器１６によつて形成される差動増幅
によつて増幅され、パワートランジスタ１８，２
０で形成される駆動回路を通してステータコイル
２に印加される。
と一体的に回転するロータマグネツト（図示省
略）と小空隙を介して対向する位置に固定される
ステータコイルであり、このステータコイル１，
２に流す駆動電流の切換えは、ロータ位置検出用
のホール素子３，４を用いて行なわれる。ホール
素子３，４はロータマグネツトの回転に伴なう磁
界の強さの変化を、各ホール素子３，４ごとの取
付け位置において、検出しているが、ロータの回
転に伴なつてほぼ正弦波状のロータ位置信号が得
られる。一方のホール素子３によつて検出された
ロータ位置信号は、抵抗７，８，１１，１３と演
算増幅器１５によつて形成される差動増幅器によ
つて増幅され、パワートランジスタ１７，１９で
形成される駆動回路を通してステータコイル１に
印加される。他方のホール素子４とステータコイ
ル２は、上記のホール素子３とステータコイル１
に対して電気角で90度だけずれた位置に設置され
ており、同様にしてホール素子４によつて検出さ
れたロータ位置信号は、抵抗９，１０，１２，１
４と演算増幅器１６によつて形成される差動増幅
によつて増幅され、パワートランジスタ１８，２
０で形成される駆動回路を通してステータコイル
２に印加される。
第２図は第１図の各ステータコイル１，２に印
加される駆動電圧e1，e2の波形を示す図である。
このように、ステータコイル１，２には電気角で
90度ずれた正弦波状電圧e1，e2がそれぞれ印加さ
れる。トランジスタ５は、ホール素子３，４へ流
すバイアス電流（ホール電流）を与えるためのも
ので、ベース電位υsに高い電圧を与えた場合に
はホール電流が増加し、ホール素子の出力電圧は
ホール電流にほぼ比例するので、ステータコイル
に印加される駆動電圧e1，e2は、正弦波状の波形
を保つたままでその振幅が増大する。逆にυsの
電位を下げると振幅は減少する。
加される駆動電圧e1，e2の波形を示す図である。
このように、ステータコイル１，２には電気角で
90度ずれた正弦波状電圧e1，e2がそれぞれ印加さ
れる。トランジスタ５は、ホール素子３，４へ流
すバイアス電流（ホール電流）を与えるためのも
ので、ベース電位υsに高い電圧を与えた場合に
はホール電流が増加し、ホール素子の出力電圧は
ホール電流にほぼ比例するので、ステータコイル
に印加される駆動電圧e1，e2は、正弦波状の波形
を保つたままでその振幅が増大する。逆にυsの
電位を下げると振幅は減少する。
このように第１図制御回路によれば、ロータが
どの位置にあつても必ずどちらかのステータコイ
ルに駆動電流が流れてトルクを発生し、いわゆる
死角がなく、かつ駆動電流の切換えが正弦波状に
徐々に行なわれるので、不要なトルク変動や雑音
などの発生が少なく、またベース電位υsの調整
でモータのトルクや回転速度を自由に制御できる
利点がある。
どの位置にあつても必ずどちらかのステータコイ
ルに駆動電流が流れてトルクを発生し、いわゆる
死角がなく、かつ駆動電流の切換えが正弦波状に
徐々に行なわれるので、不要なトルク変動や雑音
などの発生が少なく、またベース電位υsの調整
でモータのトルクや回転速度を自由に制御できる
利点がある。
しかし、第１図従来例では、ホール素子３，４
で検出したロータ位置信号を増幅してそのままス
テータコイル１，２の駆動電圧とする方式である
ことから、ホール素子の感度のばらつきや、ホー
ル素子の出力電圧のオフセツトなどの影響を受け
やすいという不都合があり、これに対処するに
は、特性の良くそろつたホール素子を用いるよう
にし、差動増幅器のゲインやオフセツトを調整す
る必要があり、製品コストが高くなるという不都
合があつた。
で検出したロータ位置信号を増幅してそのままス
テータコイル１，２の駆動電圧とする方式である
ことから、ホール素子の感度のばらつきや、ホー
ル素子の出力電圧のオフセツトなどの影響を受け
やすいという不都合があり、これに対処するに
は、特性の良くそろつたホール素子を用いるよう
にし、差動増幅器のゲインやオフセツトを調整す
る必要があり、製品コストが高くなるという不都
合があつた。
本発明の目的は、従来技術での上記した不都合
を除き、ホール素子さらに一般にはロータの回転
位置検出用の磁界検出素子、の感度のばらつきや
出力電圧のオフセツトに影響されることのない、
安価な、直流モータの制御回路を提供するにあ
る。
を除き、ホール素子さらに一般にはロータの回転
位置検出用の磁界検出素子、の感度のばらつきや
出力電圧のオフセツトに影響されることのない、
安価な、直流モータの制御回路を提供するにあ
る。
本発明の特徴は、上記目的を達成するために、
中点電位を中心にしてその電圧値が上下に連動し
て変化するように設定される２つの基準電圧と、
磁界検出素子の出力電圧を上記中点電位を中心に
して増幅する増幅回路と、この増幅出力電圧の上
下の振幅が上記２つの基準電圧を越えないように
制限する振幅制限回路とを付加した制御回路とす
るにある。
中点電位を中心にしてその電圧値が上下に連動し
て変化するように設定される２つの基準電圧と、
磁界検出素子の出力電圧を上記中点電位を中心に
して増幅する増幅回路と、この増幅出力電圧の上
下の振幅が上記２つの基準電圧を越えないように
制限する振幅制限回路とを付加した制御回路とす
るにある。
以下図面により本発明を説明する。
第３図は本発明の一実施例の回路図である。第
３図において、トランジスタ２１と抵抗２４，２
５は、ゲイン１の増幅器を形成しており、抵抗２
４，２５は同じ抵抗値を持つ抵抗である。いま、
トランジスタ２１のベースに印加される制御電圧
をυs、ベース・エミツタ間の電位降下をυBEと
すると、図示の点Ｂの電位ＶBは ＶB＝υs−υBE となる。トランジスタ２２と２３のベースに流れ
る電流を無視すれば、抵抗２４と抵抗２５を流れ
る電流は等しく、また抵抗値も等しいので、点Ａ
の電位ＶAはＶCCを駆動電源電圧として ＶA＝ＶCC−ＶB となる。従つて、制御電圧υsを変化させると電
位ＶAとＶBは上下に連動して変化し、ＶAとＶBの
中点電位は常に駆動電源電圧ＶCCの1/2に等し
い。
３図において、トランジスタ２１と抵抗２４，２
５は、ゲイン１の増幅器を形成しており、抵抗２
４，２５は同じ抵抗値を持つ抵抗である。いま、
トランジスタ２１のベースに印加される制御電圧
をυs、ベース・エミツタ間の電位降下をυBEと
すると、図示の点Ｂの電位ＶBは ＶB＝υs−υBE となる。トランジスタ２２と２３のベースに流れ
る電流を無視すれば、抵抗２４と抵抗２５を流れ
る電流は等しく、また抵抗値も等しいので、点Ａ
の電位ＶAはＶCCを駆動電源電圧として ＶA＝ＶCC−ＶB となる。従つて、制御電圧υsを変化させると電
位ＶAとＶBは上下に連動して変化し、ＶAとＶBの
中点電位は常に駆動電源電圧ＶCCの1/2に等し
い。
トランジスタ２２と２３は、エミツタフオロワ
となつており、トランジスタ２２，２３のベー
ス・エミツタ間の電位降下分を無視すると、点Ｃ
の電位ＶCはＶAに等しく、点Ｄの電位ＶDはＶBに
等しい。抵抗２６と２７は、同じ抵抗値を持つ抵
抗であり、点Ｅの電位ＶEは、ＶCとＶDの中点電
位となつており、ＶCCの1/2にほぼ等しい。
となつており、トランジスタ２２，２３のベー
ス・エミツタ間の電位降下分を無視すると、点Ｃ
の電位ＶCはＶAに等しく、点Ｄの電位ＶDはＶBに
等しい。抵抗２６と２７は、同じ抵抗値を持つ抵
抗であり、点Ｅの電位ＶEは、ＶCとＶDの中点電
位となつており、ＶCCの1/2にほぼ等しい。
ホール素子３０，３１，３２はロータマグネツ
トの、従つてモータの回転軸の、回転位置を検出
するためのもので、実施例の場合は３個設けら
れ、電気角で120度ずつ、ずれた位置に設置され
ている。ホール素子３０で検出された正弦波状の
ロータ位置信号は、抵抗３３，３４，３９，４５
と演算増幅器４８で形成される差動増幅器によつ
て、電位ＶEを中心にして増幅される。この増幅
されたロータ位置信号は、抵抗４０とダイオード
５１，５４によつて２つの基準レベルＶCとＶD
に、その上下の振幅値が制限され、パワートラン
ジスタ５７，５８で形成されるコイル駆動回路を
通してステータコイル６３に印加される。結局、
ステータコイル６３に印加される電圧波形は、第
４図に示すように、正弦波状のロータ位置信号の
上下の振幅を、２つの基準電圧ＶC，ＶDによつて
それぞれ制限した台形波となる。
トの、従つてモータの回転軸の、回転位置を検出
するためのもので、実施例の場合は３個設けら
れ、電気角で120度ずつ、ずれた位置に設置され
ている。ホール素子３０で検出された正弦波状の
ロータ位置信号は、抵抗３３，３４，３９，４５
と演算増幅器４８で形成される差動増幅器によつ
て、電位ＶEを中心にして増幅される。この増幅
されたロータ位置信号は、抵抗４０とダイオード
５１，５４によつて２つの基準レベルＶCとＶD
に、その上下の振幅値が制限され、パワートラン
ジスタ５７，５８で形成されるコイル駆動回路を
通してステータコイル６３に印加される。結局、
ステータコイル６３に印加される電圧波形は、第
４図に示すように、正弦波状のロータ位置信号の
上下の振幅を、２つの基準電圧ＶC，ＶDによつて
それぞれ制限した台形波となる。
ホール素子３０，３１，３２とステータコイル
６３，６４，６５はそれぞれ電気角で120度ずれ
た位置に配置されており、ホール素子３１，３２
で検出されたロータ位置信号も、上記のホール素
子３０の場合と同様に、振幅が制限された台形波
となつてステータコイル６４，６５にそれぞれ印
加される。３相のステータコイルに印加される各
駆動電圧ｅu，ｅv，ｅwの波形及び位相関係を第
５図に示す。ステータコイル６３，６４，６５は
Ｙ結線になつており、ある一つの相に流れる電流
は、その相の端子電圧と、他の２つの相の端子電
圧の差及び各相のコイルに誘起される逆起電圧に
よつて決まる。ｉuはステータコイル６３に流れ
る電流を示し、このように各ステータコイルには
それぞれ、正負両方向に常に電流が流れ、しかも
電流の切換えが徐々に行なわれ、全体として正弦
波状に近い電流波形となつている。
６３，６４，６５はそれぞれ電気角で120度ずれ
た位置に配置されており、ホール素子３１，３２
で検出されたロータ位置信号も、上記のホール素
子３０の場合と同様に、振幅が制限された台形波
となつてステータコイル６４，６５にそれぞれ印
加される。３相のステータコイルに印加される各
駆動電圧ｅu，ｅv，ｅwの波形及び位相関係を第
５図に示す。ステータコイル６３，６４，６５は
Ｙ結線になつており、ある一つの相に流れる電流
は、その相の端子電圧と、他の２つの相の端子電
圧の差及び各相のコイルに誘起される逆起電圧に
よつて決まる。ｉuはステータコイル６３に流れ
る電流を示し、このように各ステータコイルには
それぞれ、正負両方向に常に電流が流れ、しかも
電流の切換えが徐々に行なわれ、全体として正弦
波状に近い電流波形となつている。
ステータコイル６３，６４，６５の駆動電圧ｅ
u，ｅv，ｅwの振幅、即ちＶCとＶD，はトランジ
スタ２１のベース電位ｖsによつて決まり、ｖsを
変化させることによつて駆動電圧の振幅を調整
し、モータの発生トルクや回転速度を自由に変え
ることができる。ｖsを変化させると、ＶCとＶD
は連動して変化し、例えばｖsを増加させるとＶC
は減少し、ＶDはＶCの変化幅と同じ電圧だけ逆に
増加し、ステータコイルの駆動電圧は、ＶCとＶD
の中点電位即ちＶEがＶCCの1/2となつたままで、
振幅が減少する。逆にｖsを減少させると、ステ
ータコイルの駆動電圧は振幅が増加するが、この
場合でも中点電位ＶEは変化しない。従つて、駆
動電圧の振幅を、ほぼ駆動電源電圧ＶCCに近い値
から、零に近い値にまで変化させることが可能で
あり、しかも中点電位は変化しないので、ステー
タコイル駆動回路のNPN形パワートランジスタ
５７，５９，６１とPNP形パワートランジスタ５
８，６０，６２で消費される電力は等しい。
u，ｅv，ｅwの振幅、即ちＶCとＶD，はトランジ
スタ２１のベース電位ｖsによつて決まり、ｖsを
変化させることによつて駆動電圧の振幅を調整
し、モータの発生トルクや回転速度を自由に変え
ることができる。ｖsを変化させると、ＶCとＶD
は連動して変化し、例えばｖsを増加させるとＶC
は減少し、ＶDはＶCの変化幅と同じ電圧だけ逆に
増加し、ステータコイルの駆動電圧は、ＶCとＶD
の中点電位即ちＶEがＶCCの1/2となつたままで、
振幅が減少する。逆にｖsを減少させると、ステ
ータコイルの駆動電圧は振幅が増加するが、この
場合でも中点電位ＶEは変化しない。従つて、駆
動電圧の振幅を、ほぼ駆動電源電圧ＶCCに近い値
から、零に近い値にまで変化させることが可能で
あり、しかも中点電位は変化しないので、ステー
タコイル駆動回路のNPN形パワートランジスタ
５７，５９，６１とPNP形パワートランジスタ５
８，６０，６２で消費される電力は等しい。
第６図は本発明の他の実施例の一部を示す図で
あり、６６，６７はPNP形トランジスタ、６８は
NPN形トランジスタ、６９，７０は抵抗であ
り、v′sはトランジスタ６６のベースに印加する
制御電圧、A′，B′，C′，D′，E′は第３図実施例
の場合のＡ，Ｂ，Ｃ，D.Eに対応する点であるこ
とを示す。このように第３図のNPN形トランジ
スタ２１の代りに、PNP形トランジスタ６６を用
い、また第３図においてトランジスタ２２，２３
で形成していたエミツタフオロワ回路も、第６図
に示すようなエミツタフオロワ回路にかえること
も可能であり、この第６図実施例によつても、第
３図の場合と全く同じ作用、同じ効果を生じさせ
ることができる。
あり、６６，６７はPNP形トランジスタ、６８は
NPN形トランジスタ、６９，７０は抵抗であ
り、v′sはトランジスタ６６のベースに印加する
制御電圧、A′，B′，C′，D′，E′は第３図実施例
の場合のＡ，Ｂ，Ｃ，D.Eに対応する点であるこ
とを示す。このように第３図のNPN形トランジ
スタ２１の代りに、PNP形トランジスタ６６を用
い、また第３図においてトランジスタ２２，２３
で形成していたエミツタフオロワ回路も、第６図
に示すようなエミツタフオロワ回路にかえること
も可能であり、この第６図実施例によつても、第
３図の場合と全く同じ作用、同じ効果を生じさせ
ることができる。
以上説明したように、本発明によれば、簡単な
回路構成で、従つて安価に、ステータコイルの各
相の駆動電圧の振幅を同じにすることができ、こ
れによりホール素子、さらに一般には磁界検出素
子、の特性のばらつきの影響を除くことができ、
また、単一の電源を用いているにもかかわらず、
各ステータコイルには正負両方向の、正弦波に近
い波形の電流が流れ、効率の良い、トルク変動や
振動、雑音などの外乱の少ない直流モータ制御回
路とすることができる。
回路構成で、従つて安価に、ステータコイルの各
相の駆動電圧の振幅を同じにすることができ、こ
れによりホール素子、さらに一般には磁界検出素
子、の特性のばらつきの影響を除くことができ、
また、単一の電源を用いているにもかかわらず、
各ステータコイルには正負両方向の、正弦波に近
い波形の電流が流れ、効率の良い、トルク変動や
振動、雑音などの外乱の少ない直流モータ制御回
路とすることができる。
第１図は従来例を示す回路図、第２図は第１図
におけるステータコイル駆動電圧波形を示す図、
第３図は本発明の一実施例回路図、第４図は第３
図回路により得られるステータコイル駆動電圧波
形を示す図、第５図は第３図回路により得られる
３相のステータコイル駆動電圧波形と１相の電流
波形を示す図、第６図は本発明の他の実施例の一
部を示す回路図である。 ２１〜２３，６６〜６８：トランジスタ、２４
〜２９，６９，７０：抵抗、６３，６４，６５：
ステータコイル、３０，３１，３２：ホール素
子、４８，４９，５０：演算増幅器、５１〜５
６：ダイオード、５７〜６２：パワートランジス
タ。
におけるステータコイル駆動電圧波形を示す図、
第３図は本発明の一実施例回路図、第４図は第３
図回路により得られるステータコイル駆動電圧波
形を示す図、第５図は第３図回路により得られる
３相のステータコイル駆動電圧波形と１相の電流
波形を示す図、第６図は本発明の他の実施例の一
部を示す回路図である。 ２１〜２３，６６〜６８：トランジスタ、２４
〜２９，６９，７０：抵抗、６３，６４，６５：
ステータコイル、３０，３１，３２：ホール素
子、４８，４９，５０：演算増幅器、５１〜５
６：ダイオード、５７〜６２：パワートランジス
タ。
Claims (1)
- １ 回転軸と一体に回転するロータマグネツト
と、このロータマグネツトと小空隙を介して対向
する位置に固定配置されるステータコイルと、こ
のステータコイルに励磁電流を供給するコイル駆
動回路と、前記ロータマグネツトの回転位置を検
出しその出力電圧を前記コイル駆動回路に印加す
る磁界検出素子とを備える直流モータにおいて、
中点電位を中心にして２つの基準電圧の値が上下
に連動して変化するように設定される基準電圧設
定手段と、前記磁界検出素子の出力電圧を前記中
点電位を中心にして増幅する増幅回路と、この増
幅出力電圧の上下の振幅が前記２つの基準電圧を
越えないように制限する振幅制限回路とを設け、
該振幅制限出力を前記コイル駆動回路に供給する
ようになしたことを特徴とする直流モータの制御
回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9157479A JPS5619395A (en) | 1979-07-20 | 1979-07-20 | Dc motor control circuit |
| US06/169,795 US4356437A (en) | 1979-07-20 | 1980-07-17 | Control circuit for DC motors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9157479A JPS5619395A (en) | 1979-07-20 | 1979-07-20 | Dc motor control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5619395A JPS5619395A (en) | 1981-02-24 |
| JPS6159075B2 true JPS6159075B2 (ja) | 1986-12-15 |
Family
ID=14030295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9157479A Granted JPS5619395A (en) | 1979-07-20 | 1979-07-20 | Dc motor control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5619395A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5812566A (ja) * | 1981-07-14 | 1983-01-24 | Yoshiteru Takahashi | 電機子巻線を７個以上有するブラシレスモ−タ |
| US4507591A (en) * | 1983-07-26 | 1985-03-26 | Rca Corporation | Linear pulse width to current converter for brushless DC motors |
| JPH0736713B2 (ja) * | 1985-09-20 | 1995-04-19 | ソニー株式会社 | ブラシレスモ−タ |
-
1979
- 1979-07-20 JP JP9157479A patent/JPS5619395A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5619395A (en) | 1981-02-24 |
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