JPS6161310B2 - - Google Patents
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- JPS6161310B2 JPS6161310B2 JP53147888A JP14788878A JPS6161310B2 JP S6161310 B2 JPS6161310 B2 JP S6161310B2 JP 53147888 A JP53147888 A JP 53147888A JP 14788878 A JP14788878 A JP 14788878A JP S6161310 B2 JPS6161310 B2 JP S6161310B2
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- circuit
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/08—Separation of synchronising signals from picture signals
- H04N5/10—Separation of line synchronising signal from frame synchronising signal or vice versa
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はVIR信号による微分利得及び微分位相
歪みの補正回路を有するテレビ受信機にも適用で
きるビデオテープレコーダの垂直同期パルス検出
回路に関するものである。
歪みの補正回路を有するテレビ受信機にも適用で
きるビデオテープレコーダの垂直同期パルス検出
回路に関するものである。
最近では伝送路の歪みに起因する色信号の微分
利得（以下DGと略す）および微分位相（以下DP
と略す）歪みを監視するため、テレビ信号の垂直
帰線期間の一部に特別の信号が挿入されている。
すなわち通常は奇数フイールド、偶数フイールド
とも垂直帰線期間の19回目の水平周期（以下Ｈと
略す）にVIR（Vertical Retrace Interval
Reference）信号と称される信号が挿入されてい
る。この信号は第１図に示すように水平同期パル
スHSと、ブランキングレベルBLに設定されたバ
ツクポーチに挿入されたカラーバーストCB、そ
れにクロマリフアレンスCR、輝度リフアレンス
LR、黒リフアレンスBRから構成される。この
VIR信号のうちクロマリフアレンスCRの振幅、
位相を検出し、DGおよびDP歪を自動的に補正す
るテレビ受信機も実用化されている。しかし、
VIR信号が重畳されたテレビ信号をテープの記録
トラツク間に隙間すなわちガードバンドを設けな
い高密度記録方式を採用した家庭用ビデオテープ
レコーダ（以下VTRと略す）で記録再生した信
号について、前記テレビ受信機でVIR信号により
DG，DP歪を自動的に補正する回路を動作させた
場合、色飽和度が実際より濃くつきすぎたり、色
相が正しく再現されず、補正回路を動作させない
場合よりかえつて色再現性が悪くなる場合があ
る。これは、前記した家庭用VTRでは、隣接ト
ラツクからのクロストークを除去するために、画
像再生時には色信号回路に、1H前の信号を加算
する回路が用いられているためである。第２図は
このような信号処理回路を示したもので、1H遅
延線１によつて1H遅延された色信号が加算器２
によつて現在の色信号に加算されている。
利得（以下DGと略す）および微分位相（以下DP
と略す）歪みを監視するため、テレビ信号の垂直
帰線期間の一部に特別の信号が挿入されている。
すなわち通常は奇数フイールド、偶数フイールド
とも垂直帰線期間の19回目の水平周期（以下Ｈと
略す）にVIR（Vertical Retrace Interval
Reference）信号と称される信号が挿入されてい
る。この信号は第１図に示すように水平同期パル
スHSと、ブランキングレベルBLに設定されたバ
ツクポーチに挿入されたカラーバーストCB、そ
れにクロマリフアレンスCR、輝度リフアレンス
LR、黒リフアレンスBRから構成される。この
VIR信号のうちクロマリフアレンスCRの振幅、
位相を検出し、DGおよびDP歪を自動的に補正す
るテレビ受信機も実用化されている。しかし、
VIR信号が重畳されたテレビ信号をテープの記録
トラツク間に隙間すなわちガードバンドを設けな
い高密度記録方式を採用した家庭用ビデオテープ
レコーダ（以下VTRと略す）で記録再生した信
号について、前記テレビ受信機でVIR信号により
DG，DP歪を自動的に補正する回路を動作させた
場合、色飽和度が実際より濃くつきすぎたり、色
相が正しく再現されず、補正回路を動作させない
場合よりかえつて色再現性が悪くなる場合があ
る。これは、前記した家庭用VTRでは、隣接ト
ラツクからのクロストークを除去するために、画
像再生時には色信号回路に、1H前の信号を加算
する回路が用いられているためである。第２図は
このような信号処理回路を示したもので、1H遅
延線１によつて1H遅延された色信号が加算器２
によつて現在の色信号に加算されている。
確かにバースト信号も含めた通常の色信号は、
1H前の信号とは相関がきわめて高く、ほとんど
同じ信号と考えられるので、1H前の信号を加算
すれば信号レベルは倍になり、クロストークの除
去には効果がある。ところが前記したようにVIR
信号は垂直帰線期間中に1Hだけしか挿入されて
いないので、1H前の信号をVIR信号に加算して
もそれ自体の信号レベルは増えない。そればかり
でなく結果的には第２図の信号処理回路を通すこ
とにより、VIR信号だけ、相対的にレベルが半分
になつたことになつてしまう。このためこのVIR
信号の飽和度を基準に補正回路を動作させると、
色信号レベルは6dB飽和度が上がつてしまうとい
う不都合が生ずる。
1H前の信号とは相関がきわめて高く、ほとんど
同じ信号と考えられるので、1H前の信号を加算
すれば信号レベルは倍になり、クロストークの除
去には効果がある。ところが前記したようにVIR
信号は垂直帰線期間中に1Hだけしか挿入されて
いないので、1H前の信号をVIR信号に加算して
もそれ自体の信号レベルは増えない。そればかり
でなく結果的には第２図の信号処理回路を通すこ
とにより、VIR信号だけ、相対的にレベルが半分
になつたことになつてしまう。このためこのVIR
信号の飽和度を基準に補正回路を動作させると、
色信号レベルは6dB飽和度が上がつてしまうとい
う不都合が生ずる。
また、垂直帰線期間の18H目にはVIR信号とは
異なる信号が重畳されている場合が多いが、仮に
この18H目の信号にカラーバー信号等の色信号が
重畳されていると仮定すると、前記色信号が19H
目のVIR信号のクロマリフアレンスに重畳されて
しまい、この結果クロマリフアレンスの位相及び
飽和度が変化し、正しい基準でなくなるという不
都合も生ずる。
異なる信号が重畳されている場合が多いが、仮に
この18H目の信号にカラーバー信号等の色信号が
重畳されていると仮定すると、前記色信号が19H
目のVIR信号のクロマリフアレンスに重畳されて
しまい、この結果クロマリフアレンスの位相及び
飽和度が変化し、正しい基準でなくなるという不
都合も生ずる。
したがつて、このような補正回路を備えた
VTRを用いる場合、上記した不都合を生じさせ
ないためには19H目のVIR信号をVTRの記録・再
生系を通じて他の色信号よりも6dBよけいに増幅
しておく必要がある。更に18H目の色信号は、再
生時の1H遅延線による処理回路の前の段階で除
去しておく必要もある。このことを実現するため
には正確に垂直帰線期間の18H目と19H目を検出
する必要がある。そしてこのためには、まず、垂
直同期パルスを正確に検出する必要がある。
VTRを用いる場合、上記した不都合を生じさせ
ないためには19H目のVIR信号をVTRの記録・再
生系を通じて他の色信号よりも6dBよけいに増幅
しておく必要がある。更に18H目の色信号は、再
生時の1H遅延線による処理回路の前の段階で除
去しておく必要もある。このことを実現するため
には正確に垂直帰線期間の18H目と19H目を検出
する必要がある。そしてこのためには、まず、垂
直同期パルスを正確に検出する必要がある。
ところでこの垂直同期パルスを検出するために
は複合同期信号を積分回路に通し、水平同期パル
ス及び等化パルスを除去して垂直同期パルスを検
出する方法が従来から通常の方法として用いられ
ている。しかしこの方法で垂直同期パルスのう
ち、ある特定のＨの部分（例えば4H目）を検出
しようとすると、スレツシホールドレベルの設定
が極めて難しく、調整が必要となるし、周囲温度
の変化により積分回路の時定数が変化して、積分
波形が変動したり、スレツシホールドレベルの設
定値が変化するなどの原因によつて、特定のＨを
安定に検出するのが困難であるという欠点が存在
した。
は複合同期信号を積分回路に通し、水平同期パル
ス及び等化パルスを除去して垂直同期パルスを検
出する方法が従来から通常の方法として用いられ
ている。しかしこの方法で垂直同期パルスのう
ち、ある特定のＨの部分（例えば4H目）を検出
しようとすると、スレツシホールドレベルの設定
が極めて難しく、調整が必要となるし、周囲温度
の変化により積分回路の時定数が変化して、積分
波形が変動したり、スレツシホールドレベルの設
定値が変化するなどの原因によつて、特定のＨを
安定に検出するのが困難であるという欠点が存在
した。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、調整が不要で温度変化などによる変動もな
く、かつ耐ノイズ特性に秀れたVTR等の垂直同
期パルス検出回路を提供するにある。
くし、調整が不要で温度変化などによる変動もな
く、かつ耐ノイズ特性に秀れたVTR等の垂直同
期パルス検出回路を提供するにある。
一般にVTRにおいては、色信号を低域変換す
るために水平同期パルスにロツクした水平周波数
の整数倍周波数の信号がつくられている点に着目
し、本発明では複合同期信号において、同期パル
スの存在する期間だけ、前記水平周波数の整数倍
周波数の信号よりつくられたパルスを1Hごとに
カウントし、その計数値が設定値より大きくなつ
た場合に垂直同期パルスが存在すると判定する。
つまり、同期パルスの期間をデイジタル的に計測
することにより、スレツシホールドレベルの変動
や積分回路の積分定数変化などの不安定な要因を
なくそうとするものである。
るために水平同期パルスにロツクした水平周波数
の整数倍周波数の信号がつくられている点に着目
し、本発明では複合同期信号において、同期パル
スの存在する期間だけ、前記水平周波数の整数倍
周波数の信号よりつくられたパルスを1Hごとに
カウントし、その計数値が設定値より大きくなつ
た場合に垂直同期パルスが存在すると判定する。
つまり、同期パルスの期間をデイジタル的に計測
することにより、スレツシホールドレベルの変動
や積分回路の積分定数変化などの不安定な要因を
なくそうとするものである。
以下実施例と共に本発明を更に詳細に説明す
る。本発明の第一の実施例を第３図に示す。
る。本発明の第一の実施例を第３図に示す。
図において３は第１の周波数変換回路（以下
CONVと略す）、４は位相検波回路（以下PDと略
す）、５は電圧制御形発振器（以下VCOと略
す）、６は1/4分周回路、７は1/40分周回路、８は
移相回路、９は3.58MHz発生回路、１０は第２
のCONV、１１はAND回路、１２は計数回路で
ある。ここでPD４、VCO５、1/4分周回路６お
よび1/40分周回路７はPLL（Phase Locked
Loop）２０を構成している。
CONVと略す）、４は位相検波回路（以下PDと略
す）、５は電圧制御形発振器（以下VCOと略
す）、６は1/4分周回路、７は1/40分周回路、８は
移相回路、９は3.58MHz発生回路、１０は第２
のCONV、１１はAND回路、１２は計数回路で
ある。ここでPD４、VCO５、1/4分周回路６お
よび1/40分周回路７はPLL（Phase Locked
Loop）２０を構成している。
以下第４図を参照して動作を説明する。端子２
１から第４図ａに示す水平周期のパルスが入力さ
れる。この水平周期のパルスは記録時には、入力
映像信号から、また再生時には再生映像信号から
同期分離した複合同期信号（第４図ｄ）から、周
知の手段で波形成形してつくられたものである。
一方1/40分周回路７では第４図ｃに示すようなデ
ユーテイが1/5のパルスがつくられ、これが図示
しない積分回路で第４図c′に示すようなのこぎり
波に変形され、PD４に入力されて、前記した第
４図ａのパルスで位相検波される。PD４は第４
図ｃに示したパルスの周波数と第４図ａに示した
パルス周波数が同じになるようにVCO５を制御
するのでこのPLL回路により、VCO５は第４図
ｂに示すように160fHの周波数で発振する。ここ
にｆHは水平周波数を表わす。
１から第４図ａに示す水平周期のパルスが入力さ
れる。この水平周期のパルスは記録時には、入力
映像信号から、また再生時には再生映像信号から
同期分離した複合同期信号（第４図ｄ）から、周
知の手段で波形成形してつくられたものである。
一方1/40分周回路７では第４図ｃに示すようなデ
ユーテイが1/5のパルスがつくられ、これが図示
しない積分回路で第４図c′に示すようなのこぎり
波に変形され、PD４に入力されて、前記した第
４図ａのパルスで位相検波される。PD４は第４
図ｃに示したパルスの周波数と第４図ａに示した
パルス周波数が同じになるようにVCO５を制御
するのでこのPLL回路により、VCO５は第４図
ｂに示すように160fHの周波数で発振する。ここ
にｆHは水平周波数を表わす。
さて、このVCO５の出力は1/4分周回路６によ
つて1/4分周されて40fH（すなわち約629KHzの信
号に変換される。この信号は移相回路８で、Ｈ毎
に90゜ずつ進相、または遅相するように制御され
た後、第２のCONV１０に供給される。第２の
CONV１０で、3.58MHz発生回路９からの
3.58MHz信号との和がとられ、周波数3.58MHz
＋40fH（約4.21MHz）の信号がつくられて、第１
のCONV３へ供給される。第１のCONV３へ入力
されるもう一方の信号は記録時は搬送波周波数
3.58MHzの色信号であり、再生時はＨ毎に90゜
進相または遅相された搬送波周波数40fHの色信号
である。この第１のCONV３で、２つの入力信号
の差周波数成分の信号がつくられる。すなわち、
記録時はＨ毎に90゜進相または遅相された40fHの
色信号がつくられ、再生時は3.58MHzの色信号
がつくられる。このように、VCO５の出力は記
録時、再生時とも、色信号の周波数変換に利用さ
れている。
つて1/4分周されて40fH（すなわち約629KHzの信
号に変換される。この信号は移相回路８で、Ｈ毎
に90゜ずつ進相、または遅相するように制御され
た後、第２のCONV１０に供給される。第２の
CONV１０で、3.58MHz発生回路９からの
3.58MHz信号との和がとられ、周波数3.58MHz
＋40fH（約4.21MHz）の信号がつくられて、第１
のCONV３へ供給される。第１のCONV３へ入力
されるもう一方の信号は記録時は搬送波周波数
3.58MHzの色信号であり、再生時はＨ毎に90゜
進相または遅相された搬送波周波数40fHの色信号
である。この第１のCONV３で、２つの入力信号
の差周波数成分の信号がつくられる。すなわち、
記録時はＨ毎に90゜進相または遅相された40fHの
色信号がつくられ、再生時は3.58MHzの色信号
がつくられる。このように、VCO５の出力は記
録時、再生時とも、色信号の周波数変換に利用さ
れている。
このVCO５の出力と端子２２から供給される
複合同期信号（第４図ｄ）のANDをとると、第
４図ｅに示すように複合同期信号のハイレベルの
期間即ち、同期パルスの存在する期間だけVCO
５の出力がAND回路１１から出力されるように
なる。VCO５の出力は1Hに160個のパルスがあ
り、垂直同期パルス期間の切れ込みパルスを考慮
すれば垂直同期パルス期間には1Hに約148個のパ
ルスが計数回路１２に入力される。これに対し
て、水平同期パルス期間には約12個のパルスが入
力される。偶数フイールドの3H目、6H目では飛
越走査の関係から垂直同期パルスが約1/2Ｈ存在
するので、この部分では約80個のパルスが入力さ
れる。
複合同期信号（第４図ｄ）のANDをとると、第
４図ｅに示すように複合同期信号のハイレベルの
期間即ち、同期パルスの存在する期間だけVCO
５の出力がAND回路１１から出力されるように
なる。VCO５の出力は1Hに160個のパルスがあ
り、垂直同期パルス期間の切れ込みパルスを考慮
すれば垂直同期パルス期間には1Hに約148個のパ
ルスが計数回路１２に入力される。これに対し
て、水平同期パルス期間には約12個のパルスが入
力される。偶数フイールドの3H目、6H目では飛
越走査の関係から垂直同期パルスが約1/2Ｈ存在
するので、この部分では約80個のパルスが入力さ
れる。
そこで、第４図ｃに示す1/40分周回路７の出力
信号の立上り部分で計数回路１２をリセツトし、
1H毎に入力されるパルス数をカウントして、例
えば114個以上入力された場合に計数回路１２か
ら第４図ｆに示すような出力が出されるようにす
れば、偶数フイールド、奇数フイールドの如何に
かかわらず、垂直同期パルスが1Hの期間存在す
る4H目に計数回路１２からパルスが出力される
こととなる。すなわちこのようにすれば、垂直同
期パルスが何らかの原因で1/4まで欠けたとして
もパルスは114個入力されるので垂直同期パルス
の存在を確実に検出できる。
信号の立上り部分で計数回路１２をリセツトし、
1H毎に入力されるパルス数をカウントして、例
えば114個以上入力された場合に計数回路１２か
ら第４図ｆに示すような出力が出されるようにす
れば、偶数フイールド、奇数フイールドの如何に
かかわらず、垂直同期パルスが1Hの期間存在す
る4H目に計数回路１２からパルスが出力される
こととなる。すなわちこのようにすれば、垂直同
期パルスが何らかの原因で1/4まで欠けたとして
もパルスは114個入力されるので垂直同期パルス
の存在を確実に検出できる。
逆に、偶数フイールドの3H目のように垂直同
期パルスがほぼ1/2の期間ははいつている所で
も、残りの等化パルス部分の1/2の部分が何らか
の原因でハイレベルになるまではパルスは114個
入力されることはないので誤動作することはな
い。
期パルスがほぼ1/2の期間ははいつている所で
も、残りの等化パルス部分の1/2の部分が何らか
の原因でハイレベルになるまではパルスは114個
入力されることはないので誤動作することはな
い。
VCO５の出力は水平同期パルスにロツクして
常に正確に160個のパルスを発生するので、一度
上記のように計数回路のスレツシホールドレベル
を決めておけば、垂直同期パルスの有無を判定す
る基準となるハイレベルの期間は一義的に決めら
れ、変動することはない。
常に正確に160個のパルスを発生するので、一度
上記のように計数回路のスレツシホールドレベル
を決めておけば、垂直同期パルスの有無を判定す
る基準となるハイレベルの期間は一義的に決めら
れ、変動することはない。
以上の説明から、一般に水平周波数のｎ倍の周
波数ｎ・ｆHのパルスをVCO５から発生するとす
れば、計数回路１２の設定値を、ノイズ等のない
理想状態においては1/2ｎより大きく、またｎよ
り小さい範囲に選べばよいことがわかる。
波数ｎ・ｆHのパルスをVCO５から発生するとす
れば、計数回路１２の設定値を、ノイズ等のない
理想状態においては1/2ｎより大きく、またｎよ
り小さい範囲に選べばよいことがわかる。
実際にはノイズ等の影響を受けるのでｎの60〜
80％に選ぶのが望ましく、中でも70〜75％に選ん
だ場合に好結果が得られる。
80％に選ぶのが望ましく、中でも70〜75％に選ん
だ場合に好結果が得られる。
以上の説明は、VIR信号の挿入位置の検出のよ
うに、特定の場所の水平同期期間の検出を行なう
場合に適用する例であるが、単純に垂直同期パル
スの位置を正確に検出する目的のためであれば、
垂直同期パルス以外に水平同期パルスより幅の広
にパルスはないので、原理的には、上記計数回路
１２の設定値の最小値は、規格で定められた水平
同期パルスの幅約0.08Hから決まり、８／100・
ｎより大きければ良いことは明らかである。
うに、特定の場所の水平同期期間の検出を行なう
場合に適用する例であるが、単純に垂直同期パル
スの位置を正確に検出する目的のためであれば、
垂直同期パルス以外に水平同期パルスより幅の広
にパルスはないので、原理的には、上記計数回路
１２の設定値の最小値は、規格で定められた水平
同期パルスの幅約0.08Hから決まり、８／100・
ｎより大きければ良いことは明らかである。
なおここで、垂直同期パルスの検出用にVCO
５の出力を直接用いる必要はなく、これを分周し
た信号例えば1/4分周回路６の出力を用いても良
いし、さらにＨ毎に90゜ずつ進相または遅相した
ような移相回路８の出力を用いても何ら不都合を
生じないのは勿論のことである。
５の出力を直接用いる必要はなく、これを分周し
た信号例えば1/4分周回路６の出力を用いても良
いし、さらにＨ毎に90゜ずつ進相または遅相した
ような移相回路８の出力を用いても何ら不都合を
生じないのは勿論のことである。
ただし、このようにして垂直同期パルス検出用
のパルスの周波数をあまり遅くすると、第３図に
示すように単純に複合同期信号とパルスのAND
をとるだけでは複合同期信号のノイズによりパル
ス数が増えてしまい、本回路が誤動作を生じる可
能性がある。つまり、第５図d′に示すようなノイ
ズが発生した場合、これらのノイズはAND回路
１１のもう一方の入力である第５図ｇに示すパル
スよりも周波数が高いので第５図ｈに示すよう
に、ノイズの存在する部分で、本来１つのパルス
であるものが２つまたは３つのパルスとなる場合
があり、実際のハイレベル期間に相当する以上の
パルスが計数回路１２に入力されるので、過剰に
計数され誤動作を起こし易くなる。第６図は本発
明の第二の実施例を示すもので前記のような周波
数の低いパルスを用いる場合に有効なものであ
る。同図において第３図に示す回路と同一符号の
部分は同一の回路部分なので説明を省略する。１
３はＤ―F.F.である。複合同期信号ｄをＤ―F.
F.１３のＤ入力に入力し、パルスをクロツク端
子に入力し、第５図ｉに示すようにパルスの立下
り部のＤ入力の状態を次のパルスの立下りまでラ
ツチしてやる。
のパルスの周波数をあまり遅くすると、第３図に
示すように単純に複合同期信号とパルスのAND
をとるだけでは複合同期信号のノイズによりパル
ス数が増えてしまい、本回路が誤動作を生じる可
能性がある。つまり、第５図d′に示すようなノイ
ズが発生した場合、これらのノイズはAND回路
１１のもう一方の入力である第５図ｇに示すパル
スよりも周波数が高いので第５図ｈに示すよう
に、ノイズの存在する部分で、本来１つのパルス
であるものが２つまたは３つのパルスとなる場合
があり、実際のハイレベル期間に相当する以上の
パルスが計数回路１２に入力されるので、過剰に
計数され誤動作を起こし易くなる。第６図は本発
明の第二の実施例を示すもので前記のような周波
数の低いパルスを用いる場合に有効なものであ
る。同図において第３図に示す回路と同一符号の
部分は同一の回路部分なので説明を省略する。１
３はＤ―F.F.である。複合同期信号ｄをＤ―F.
F.１３のＤ入力に入力し、パルスをクロツク端
子に入力し、第５図ｉに示すようにパルスの立下
り部のＤ入力の状態を次のパルスの立下りまでラ
ツチしてやる。
このラツチした信号ともとのパルスのANDを
とると同図ｊに示すようにパルスの立下り時に複
合同期信号がハイレベルであればパルスが１個
AND回路１１から出力される。したがつて本実
施例によれば前記した不都合は解消される。
とると同図ｊに示すようにパルスの立下り時に複
合同期信号がハイレベルであればパルスが１個
AND回路１１から出力される。したがつて本実
施例によれば前記した不都合は解消される。
以上説明したように、本発明による垂直同期パ
ルス検出回路を用いれば、スレツシホールドレベ
ルの調節は不要となり、また温度変化による変動
要因もなくなり、スレツシホールドレベルを常に
最適に保つことができる。また計数回路のスレツ
シホールドレベルを適切に定める等により耐ノイ
ズ特性にも秀れた検出回路を得ることができVIR
信号処理を必要とするVTRに用いるに好都合で
ある。
ルス検出回路を用いれば、スレツシホールドレベ
ルの調節は不要となり、また温度変化による変動
要因もなくなり、スレツシホールドレベルを常に
最適に保つことができる。また計数回路のスレツ
シホールドレベルを適切に定める等により耐ノイ
ズ特性にも秀れた検出回路を得ることができVIR
信号処理を必要とするVTRに用いるに好都合で
ある。
第１図はVIR信号を示す波形図、第２図は家庭
用VTRに用いられている遅延線による処理回路
の例を示すブロツク図、第３図は本発明の第１実
施例のブロツク図、第４図は第３図の各部信号波
形図、第５図はノイズの存在する場合の回路動作
を説明のための波形図、第６図は本発明の第２実
施例のブロツク図である。 ４……位相検波回路、５……電圧制御形発振
器、６……1/4分周回路、７……1/40分周回路、
１１……AND回路、１２……計数回路、１３…
…Ｄ―F.F.。
用VTRに用いられている遅延線による処理回路
の例を示すブロツク図、第３図は本発明の第１実
施例のブロツク図、第４図は第３図の各部信号波
形図、第５図はノイズの存在する場合の回路動作
を説明のための波形図、第６図は本発明の第２実
施例のブロツク図である。 ４……位相検波回路、５……電圧制御形発振
器、６……1/4分周回路、７……1/40分周回路、
１１……AND回路、１２……計数回路、１３…
…Ｄ―F.F.。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 水平同期パルスにロツクして水平周波数の整
数倍で発振する電圧制御形発振器を有し、前記電
圧制御形発振器出力を用いて色信号の周波数を低
域変換して記録再生するカラー映像信号磁気記録
再生装置の垂直同期パルス検出回路であつて、記
録時には入力映像信号より、また再生時には再生
映像信号より分離された複合同期信号の同期パル
ス期間だけ前記電圧制御形発振器の出力パルスお
よびその分周出力のいずれかをカウントし、その
カウント値がｎ（但し、ｎを整数、ｆHを水平周
波数として、カウントされる信号の周波数をｎ×
ｆHとする）より小さく８／100・ｎより大きい設
定値に達したときに垂直同期パルスの検出出力を
生ずる計数回路を具備し、前記電圧制御形発振器
出力を水平周波数に分周した信号によつて該計数
回路をリセツトすることを特徴とする垂直同期パ
ルス検出回路。 ２ 上記計数回路の設定値がｎより小さく、その
１／２より大きく選定されたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の垂直同期パルス検出回
路。 ３ 上記計数回路の設定値がｎの60〜80％に選定
されたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の垂直同期パルス検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14788878A JPS5575386A (en) | 1978-12-01 | 1978-12-01 | Detector circuit for vertical synchronous pulse |
| US06/098,632 US4291335A (en) | 1978-12-01 | 1979-11-29 | Vertical synchronizing signal detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14788878A JPS5575386A (en) | 1978-12-01 | 1978-12-01 | Detector circuit for vertical synchronous pulse |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5575386A JPS5575386A (en) | 1980-06-06 |
| JPS6161310B2 true JPS6161310B2 (ja) | 1986-12-25 |
Family
ID=15440452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14788878A Granted JPS5575386A (en) | 1978-12-01 | 1978-12-01 | Detector circuit for vertical synchronous pulse |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4291335A (ja) |
| JP (1) | JPS5575386A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3048539A1 (de) * | 1979-12-29 | 1981-09-17 | Sony Corp., Tokyo | "signalpruefschaltung insbesondere fuer synchronsignale im servokreis eines video-aufzeichnungsgeraets" |
| JPS61102886A (ja) * | 1984-10-25 | 1986-05-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多重信号抜取回路 |
| US8203651B2 (en) * | 2008-11-07 | 2012-06-19 | Stmicroelectronics Maroc | Video signal synchronization |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5729108B2 (ja) * | 1973-06-19 | 1982-06-21 |
-
1978
- 1978-12-01 JP JP14788878A patent/JPS5575386A/ja active Granted
-
1979
- 1979-11-29 US US06/098,632 patent/US4291335A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4291335A (en) | 1981-09-22 |
| JPS5575386A (en) | 1980-06-06 |
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