JPS6192171A - Converter output circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、多出力コンバータ等において、制御ＩＣによ
って制御される主出力回路以外の他の出力回路に、半波
型の磁気増幅器を利用するようにしたコンバータ出力回
路に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention utilizes a half-wave magnetic amplifier in an output circuit other than the main output circuit controlled by a control IC in a multi-output converter or the like. The present invention relates to a converter output circuit configured as described above.
［従来の技術］
全波出力の磁気増幅器型コンバータは第６図に示すよう
に変圧器（１）の２次側をセンタータップとしてその接
続点を一方の出力端子（２）に結合し、第１の２次巻線
（３）と第２の２次巻線（４）はそれぞれ磁気増幅器（
５） （６）と、整流器（７） （８）を介して互いに
一点に結合し、さらにフィルタ回路のりアクドル（９）
、コンデンサ（１０）等を介して他方の出力端子（１１
）に結合し、また制御回路（１２）はそれぞれの磁気増
幅器（５） （６）へ整流器（１３） （１４）を介し
て結合されて構成され、このような回路は公知である。[Prior Art] As shown in Figure 6, a full-wave output magnetic amplifier type converter connects the secondary side of a transformer (1) to one output terminal (2) with the secondary side of the transformer (1) as a center tap, and connects the connection point to one output terminal (2). The first secondary winding (3) and the second secondary winding (4) are each connected to a magnetic amplifier (
5) (6) and the rectifier (7) (8) are connected to each other at one point, and the filter circuit is connected to the axle (9).
, the other output terminal (11) via a capacitor (10), etc.
), and a control circuit (12) is constructed coupled to the respective magnetic amplifier (5) (6) via a rectifier (13) (14), such circuits being known.
なお、（１５）は転流用整流器、（１６）は過電流保護
回路である。また、この第６図において、第２の２次巻
線（４）、第２の磁気増幅器（６）、整流器（８） （
１４）を除去すれば半波出力の磁気増幅型コン云−夕が
構成されるが、これも公知である。Note that (15) is a commutation rectifier, and (16) is an overcurrent protection circuit. Also, in this Fig. 6, the second secondary winding (4), the second magnetic amplifier (6), the rectifier (8) (
14), a magnetic amplification type converter with half-wave output is constructed, which is also known.
前記２個の磁気増幅器（５） （６）を用いた回路の各
部の電圧波形が第７図に示され、また、前記１個の磁気
増幅器（５）を用いた半波出力の回路の各部の電圧波形
が第８図に示される。The voltage waveforms of each part of the circuit using the two magnetic amplifiers (5) (6) are shown in FIG. 7, and the voltage waveforms of each part of the half-wave output circuit using the one magnetic amplifier (5) are shown in FIG. The voltage waveform of is shown in FIG.
［発明が解決しようとする問題点］
しかるに、２個の磁気増幅器（５） （６）を用いれば
、第７図に示すようにその電力負担が大きくなる。[Problems to be Solved by the Invention] However, if two magnetic amplifiers (5) and (6) are used, the power burden increases as shown in FIG.
１個の磁気増幅器（５）の場合は、第８図に示すように
その電力負担が第７回における２個分と等量で、しかも
制御回路（１２）のトランジスタ（１７）や整流器（］
＋１ ）の電力負担が増大し、さらに、出力側のりア
クドル（９）やコンデンサ（］０）も甚しく大きくなり
、全体の損失も増大するという問題があった。In the case of one magnetic amplifier (5), as shown in FIG.
There was a problem in that the power burden on the output side (9) and the capacitor (20) increased significantly, and the overall loss also increased.
本発明の第１の目的は、磁気増幅器の電圧や電力の負担
を半減し、しかも出力側フィルタ回路のりアクドルやコ
ンデンサの大きさを低減し、さらに全体の能率の向上を
図ることである。The first object of the present invention is to reduce the voltage and power burden of the magnetic amplifier by half, reduce the size of the output side filter circuit's axle and capacitor, and further improve the overall efficiency.
従来の半波磁気増幅器を利用した多出力回路は、第９図
に示すように、変圧器（１）の第１の２次巻線（１８）
に、第１の出力回路（１９）を設け、この第１の出力回
路（１９）の出力を制御ＩＣ（２０）によって検出増幅
して１次側巻線（２１）の開閉素子（２２）を制御する
ようにしたコンバータにおいて、変圧器（１）の第２の
２次巻線（３）に、さらに前記全波出力の半波制御型磁
気増幅器を第２の出力回路（２３）として結合して構成
されていた。As shown in FIG. 9, a multi-output circuit using a conventional half-wave magnetic amplifier has a first secondary winding (18) of a transformer (1).
A first output circuit (19) is provided, and the output of the first output circuit (19) is detected and amplified by the control IC (20) to control the switching element (22) of the primary winding (21). In the converter configured to control the converter, the second secondary winding (3) of the transformer (1) is further coupled to the half-wave controlled magnetic amplifier with full-wave output as a second output circuit (23). It was composed of
そして、第１の出力回路（１９）と第２の出力回路（２
３）とにそれぞれ抵抗（２４） （２５）を挿入し、こ
れらの抵抗（２４） （２５） への出力電流の通過に
よって発生する電圧を検出して各出力回路（１８） （
２３）毎に過電流保護を行なっていた。しかるに、多出
力回路においても、共通の１つの制御ＩＣで過電流を保
護することが望ましい。Then, the first output circuit (19) and the second output circuit (2
Resistors (24) (25) are inserted into each of the output circuits (18) (3) and the voltage generated by passing the output current to these resistors (24) (25) is detected and
23), overcurrent protection was performed every time. However, even in a multi-output circuit, it is desirable to protect against overcurrent using one common control IC.
本発明の第２の目的は、多出力回路の場合、１つの制御
ＩＣで過電流を保護することである。A second object of the present invention is to protect against overcurrent with one control IC in the case of a multi-output circuit.
［問題点を解決するための手段］
本発明は第１の目的を達成するため、変圧器の２次側の
巻線をセンタータップ型に接続し、その接続点を出力の
一端とし、第１の２次巻線のセンタータップと反対端に
、可飽和リアクトルと整流器を直列に結合し、これに制
御回路を結合して磁気増幅器を構成するとともに第２の
２次巻線の出力側は整流器を介して前記整流器の出力側
に結合することによって全波出力の半波制御磁気増幅器
を構成したものである。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the first object, the present invention connects the secondary windings of the transformer in a center-tap type, and uses the connection point as one end of the output. A saturable reactor and a rectifier are connected in series to the end opposite to the center tap of the secondary winding, and a control circuit is connected to this to form a magnetic amplifier, and the output side of the second secondary winding is connected to a rectifier. A half-wave controlled magnetic amplifier with a full-wave output is constructed by coupling the rectifier to the output side of the rectifier via the rectifier.
また、本発明の第２の目的を達成するため、変圧器の２
次側に第１の出力回路をゝ゛設け、この第１の出力回路
の出力を制御ＩＣによって検出増幅して１次側の開閉素
子を制御するようにしたコンバータにおいて、変圧器の
２次側に、さらに前記余波出力の半波制御型磁気増幅器
を第２の出力回路として結合して多出力コンバータとな
し、これらの出力回路によりそれぞれの出力電流に比例
した電圧を一＃ｌ！Ｉ縁して取出すための出力検出回路
を結合し、これらの出力検出回路の各出力をオア回路を
介して制御ＩＣの過電流保護用比較器の一端に結合する
ことによって、過電流保護回路を構成してなるものであ
る。Furthermore, in order to achieve the second object of the present invention, two
In a converter in which a first output circuit is provided on the secondary side, and the output of the first output circuit is detected and amplified by a control IC to control the switching elements on the primary side, the secondary side of the transformer is , furthermore, the half-wave control type magnetic amplifier of the aftereffect output is coupled as a second output circuit to form a multi-output converter, and these output circuits generate voltages proportional to the respective output currents. The overcurrent protection circuit can be configured by connecting output detection circuits for taking out the I edge and connecting each output of these output detection circuits to one end of the overcurrent protection comparator of the control IC via an OR circuit. It is composed of
［実施例］ 以下、本発明の詳細な説明する。[Example] The present invention will be explained in detail below.
第１図は、本発明による全波出力の半波制御型磁気増幅
器を示している。この第１図が第６図の従来の回路と異
なるところは、２次巻線（３）（４）がセンタータップ
であるにも拘らず、第２の磁気増幅器（６）と２個の整
流器（８）（１４）および過電流保護回路（Ｉ６）を具
備していないことである。その他は第６図と同様である
。なお、変圧器（１）の１次巻線（２１）には直流電源
（２６）、交互にスイッチングするトランジスタ（２７
） （２８）、制御巻線（２９）、変流器（３０）等が
結合されている。FIG. 1 shows a full-wave output, half-wave controlled magnetic amplifier according to the present invention. The difference between this circuit in Fig. 1 and the conventional circuit in Fig. 6 is that although the secondary windings (3) and (4) are center-tapped, the second magnetic amplifier (6) and two rectifiers are (8) (14) and the overcurrent protection circuit (I6) are not provided. Other details are the same as in FIG. 6. In addition, the primary winding (21) of the transformer (1) is equipped with a DC power supply (26) and an alternately switching transistor (27).
) (28), a control winding (29), a current transformer (30), etc. are coupled.
以上のような構成において、２次側の最初の半波分は磁
気増幅器（５）を通過するが、つどの半波分は自由に通
過する。したがって磁気増幅器（５）の電力負担は、第
５図に示されるような波形となる。これは第７図の１個
分よりはやや増大するが、２個分よりはるかに小さい。In the above configuration, the first half wave on the secondary side passes through the magnetic amplifier (5), but each half wave passes freely. Therefore, the power burden on the magnetic amplifier (5) has a waveform as shown in FIG. Although this is slightly larger than the one size shown in FIG. 7, it is much smaller than the size of two pieces.
また、フィルタ回路のりアクドル（９）やコンデンサ（
ｌＯ）の大きさも２個の磁気増幅器を用いた第７図の場
合と略等しくなる。In addition, the filter circuit glue handle (9) and capacitor (
The magnitude of lO) is also approximately the same as in the case of FIG. 7 using two magnetic amplifiers.
つぎに、過電流検出回路髪含めた全体の回路構成を第２
図に基づいて説明する。Next, the entire circuit configuration including the overcurrent detection circuit is explained in the second section.
This will be explained based on the diagram.
まず、直流電源（２６）の正側と負側との間に変圧器（
１）の１次巻線（２１）と半導体開閉素子としての例え
ばＭＯＳＦＥＴ （２２）が直列に挿入される。前記変
圧器（１）の２次側には、第１出力回路（Ｉ９）と第２
出力回路（２３）が設けられている。このうち第１の出
力回路（１９）は、第１の２次巻線（１８）、整流器（
３１）（３２）、フィルタ用リアクトル（３３）、平滑
用コンデンサ（３４）をもって構成され、出力側端子（
３５） （３６）に結合されている。前記第２の出力回
路（２３）は前記第１図に示した回路をもって構成され
ている。First, a transformer (
The primary winding (21) of 1) and a semiconductor switching element such as a MOSFET (22) are inserted in series. A first output circuit (I9) and a second output circuit are connected to the secondary side of the transformer (1).
An output circuit (23) is provided. Of these, the first output circuit (19) includes a first secondary winding (18), a rectifier (
31) (32), a filter reactor (33), and a smoothing capacitor (34), and the output side terminal (
35) Combined with (36). The second output circuit (23) is constructed with the circuit shown in FIG. 1.
つぎに、（３７）は絶縁された補助電源、（２０）は電
源制御回路である。この電源制御回路（２ｏ）は本例で
は市販のいわゆるＭ Ｂ ３７５９型ＩＣが用いられて
いるので、以下電源ＩＣという。（３８）は絶縁された
パルストランスであり、前記電源ＩＣ（２０）によって
制御されたパルスがそのパルストランス（３８）を介し
て、ｎη記ＭＯ５ＦＥＴ（２２）のゲート・ソース間に
供給される。なお、電源ＩＣ（２０）の各端子番号はＭ
［３３７５０の個有の端子番号であるため、文中ではこ
の番号に［］を付し、他の０付きの番号と区別している
。Next, (37) is an insulated auxiliary power supply, and (20) is a power supply control circuit. In this example, a commercially available so-called M B 3759 type IC is used as the power supply control circuit (2o), and hence it will be referred to as a power supply IC hereinafter. (38) is an insulated pulse transformer, and a pulse controlled by the power supply IC (20) is supplied between the gate and source of the MO5FET (22), via the pulse transformer (38). In addition, each terminal number of the power supply IC (20) is M.
[Since this is a unique terminal number of 33750, [] is added to this number in the text to distinguish it from other numbers with 0.
この電源ＩＣ（２０）の端子［１１［２コのうち。Terminal [11 [out of 2] of this power supply IC (20).
［２］には基準電圧Ｖｒｆが印加され、［１コには出力
電圧ＶＯに比例した電圧が供給され、電源ＩＣ。A reference voltage Vrf is applied to [2], a voltage proportional to the output voltage VO is supplied to [1], and a power supply IC.
（２０）の内部の比較器（３９）、トランジスタ（１！
Ｏ） （４１）等の作用により端子［９］ ［１０］
、［８］ ［１１コがらのパルスはパルストランス（
３８）を通じてＭＯＳＦＥＴ（２２）のゲート・ソース
間を制御して出力端子（３５）（３６）の電圧Ｖ。を一
定ならしむるように動作する。Comparator (39) inside (20), transistor (1!
O) Terminal [9] [10] due to the action of (41) etc.
, [8] [11 pulses are generated by a pulse transformer (
38) between the gate and source of the MOSFET (22) to control the voltage V at the output terminals (35) and (36). It operates in such a way that it adjusts to a certain level.
つぎに、抵抗（４２） （４３）によって出力電圧Ｖｏ
を、分圧した電圧が電源Ｉ Ｃ（２０）の内部の比較検
出器（４４）の端子［１５］に供給される。また、他の
端子［１６］には第１出力回路（１９）と第２出力回路
（２３）に挿入した過電流検出回路（４５） （４６）
からの検出電圧が整流器（４７）Ｃ４Ｂ）からなるオア
回路を介して供給される。Next, the output voltage Vo
The divided voltage is supplied to the terminal [15] of the comparison detector (44) inside the power supply IC (20). In addition, overcurrent detection circuits (45) (46) inserted into the first output circuit (19) and the second output circuit (23) are connected to the other terminal [16].
The detected voltage from the output terminal is supplied via an OR circuit consisting of a rectifier (47) (C4B).
前記過電流検出回路（４５） （４６）はそれぞれイン
ダクタンストランス（４９） （５０）、整流器（５１
）（５２）、コンデンサ（５３） （５４）、抵抗（５
５） （５６）、可変抵抗（５７）（５８）からなり、
出力電流に比例した電圧を可変抵抗（５７）（５８）の
両端から得るもので、本出願人が先に提案した特願昭５
５−３７３２６号（特開昭５６−１３３９８０号）によ
るものである。The overcurrent detection circuits (45) and (46) each include an inductance transformer (49) (50) and a rectifier (51).
) (52), capacitor (53) (54), resistor (5
5) Consisting of (56), variable resistors (57) and (58),
A voltage proportional to the output current is obtained from both ends of variable resistors (57) and (58), and this method was proposed in the patent application filed in 1973 by the applicant earlier.
No. 5-37326 (Japanese Unexamined Patent Publication No. 56-133980).
以上のような構成による作用を説明する。The effect of the above configuration will be explained.
今、例えば第２出力回路（２３）が過電流になったもの
とすると、過電流検出回路（４５）の抵抗（５８）を、
介して供給された端子［１６コへの印加電圧■１６と
、端子［１５］への印加電圧を比較すると−Ｖ】６＞Ｖ
ｌｂとなる。すると、比較検出器（４４）は作動して刈
５ＦＥＴ（２２）の制御ｒｌＪは必要の程度に減少する
。そのため第１出力回路（Ｉ９）の出力電圧ＶＯは減少
し、したがってＶｔＳもまた減少して略「フ」の字型の
過電流保護垂下作用をなすものである。For example, if the second output circuit (23) is overcurrent, the resistance (58) of the overcurrent detection circuit (45) is
Comparing the voltage applied to terminal [16] supplied through terminal [16] and the voltage applied to terminal [15], -V]6>V
It becomes lb. Then, the comparison detector (44) is activated and the control rlJ of the cutter 5FET (22) is reduced to the required degree. Therefore, the output voltage VO of the first output circuit (I9) decreases, and therefore VtS also decreases, creating a substantially fold-back overcurrent protection drooping effect.
第１出力回路（１９）が過電流になった時も過電流検出
回路（４５）の抵抗（５７）を介して供給してｖ１６〉
Ｖｌｆ、となり上記と同様の「フ」の字型過電流保護垂
下作用をなすものである。Even when the first output circuit (19) becomes overcurrent, it is supplied via the resistor (57) of the overcurrent detection circuit (45).
Vlf, and performs the same "F"-shaped overcurrent protection drooping effect as described above.
さらに附随的ではあるが１本発明の有利性を述べる。Furthermore, although incidental, one advantage of the present invention will be described.
半波制御の全波出力は効果的であるので種々の回路方式
が考えられるが本発明の磁気増幅器が最もイ１効である
。その理由を第３図および第４図によって説明する。Since the full-wave output of half-wave control is effective, various circuit systems can be considered, but the magnetic amplifier of the present invention is the most effective. The reason for this will be explained with reference to FIGS. 3 and 4.
第３図は磁気増幅器による半波制御余波出力方式の回路
図でありその各部の電圧、電流を第４図に示す。FIG. 3 is a circuit diagram of a half-wave control aftereffect output method using a magnetic amplifier, and FIG. 4 shows the voltages and currents at each part.
第４図のＸ部分は第３図Ｖｎ２のリアクトル（９）とコ
ンデンサ（１０）によってろ波された電圧Ｖ’ｎ２を示
し、同じくＹ部分のＶ’ｎ３は磁気増幅器（５）によっ
て制御された電圧を示しており、Ｖｎ３とＶ’ｎ３とは
その電圧時間積において等量である。７部分のＶ’ｎ４
は磁気増幅器（５）によって制御された電圧時間積であ
る。第４図において注意すべきは微小出力電流時におけ
るリアクトル（９）によるいわゆるカットオフ電流およ
び電圧である。The X part of Fig. 4 shows the voltage V'n2 filtered by the reactor (9) and capacitor (10) of Fig. 3 Vn2, and the V'n3 of the Y part is also controlled by the magnetic amplifier (5). Vn3 and V'n3 are equal in voltage-time product. 7 parts V'n4
is the voltage-time product controlled by the magnetic amplifier (5). What should be noted in FIG. 4 is the so-called cut-off current and voltage caused by the reactor (9) when the output current is minute.
すなわち出力電流がＩｄより小さい時はＶｎ２のみによ
って出力電圧ｖｏより過大となる。これを避ける為には
Ｉｄに相当する電流を流すダミー抵抗（５９）を付加す
るか、またはチョークコイル（９）を極端に大きくして
Ｉｄを極小にすることを要し、これは本磁気増幅器以外
の方式において絶対必要な条件である。しかし、本発明
においてはＩｄはトランジスタ（１７）を通じて磁気増
幅器（５）の制御電流に重畳して入力側に返されて以上
のトラブルは存在しない。That is, when the output current is smaller than Id, it becomes larger than the output voltage vo only due to Vn2. In order to avoid this, it is necessary to add a dummy resistor (59) that allows a current equivalent to Id to flow, or to minimize Id by making the choke coil (9) extremely large. This is an absolutely necessary condition for other methods. However, in the present invention, Id is superimposed on the control current of the magnetic amplifier (5) through the transistor (17) and returned to the input side, so there is no such problem.
［発明の効果］
本発明は上述のように構成したので、磁気増幅器の電圧
や電力の負担を半減し、しかも出力側フィルタ回路のチ
ョークコイルやコンデンサの大きさを低減し、さらに全
体の能率の向上を図ることができる。[Effects of the Invention] Since the present invention is configured as described above, the voltage and power burden on the magnetic amplifier can be halved, the size of the choke coil and capacitor of the output side filter circuit can be reduced, and the overall efficiency can be improved. You can improve your performance.
また、半波分の自由な通過による過電流の保護が容易に
達成でき、したがって多出力コンバータにおいて、余波
出力の半波制御磁気増幅器による出力回路を容易に得る
ことができるものである。Moreover, protection against overcurrent by free passage of a half-wave component can be easily achieved, and therefore, in a multi-output converter, an output circuit using a half-wave controlled magnetic amplifier for the aftereffect output can be easily obtained.
第１図は本発明による全波出力の半波制御磁気増幅Ｈ：
＋を示す電気回路図、第２図は第１図の磁気増幅器を出
力回路の１つとして利用した多出力回路図、第３図は第
１図を説明するための回路図、第４図は、各部の波形図
、第５図は、本発明による磁気増幅器の電圧波形図、第
６図は従来の磁気増幅器の電気回路図、第７図および第
８図は従来の磁気増幅器の電圧波形図、第９図は従来の
多出力回路図である。
（１）・・・変圧器、（２） （１１） （３５）（３
６）・・・出力端子、（３）（４）（＋８）・・・２次
巻線、（５）・・・磁気増幅器、（７） （８） （１
３） （３１）（３２）・・・整流器、（９） （３３
）・・・リアクトル、（１０）・・・平滑用コンデンサ
、（２０）・・・電源ＩＣ１（２１）・・・１次巻線、
（２２）・・・ＭＯＳＦＥＴ、（２６）・・・直流電源
、（２７） （２８）・・・トランジスタ、（３８）・
・・パルストランス、（３９）・・・比較器、（４４）
・・・比較検出器、（４５） （４６）・・・過電流検
出回路。FIG. 1 shows a half-wave controlled magnetic amplification H with full-wave output according to the present invention:
Figure 2 is a multi-output circuit diagram using the magnetic amplifier in Figure 1 as one of the output circuits, Figure 3 is a circuit diagram for explaining Figure 1, Figure 4 is an electric circuit diagram showing +. , waveform diagrams of various parts, FIG. 5 is a voltage waveform diagram of the magnetic amplifier according to the present invention, FIG. 6 is an electric circuit diagram of a conventional magnetic amplifier, and FIGS. 7 and 8 are voltage waveform diagrams of a conventional magnetic amplifier. , FIG. 9 is a conventional multi-output circuit diagram. (1)...Transformer, (2) (11) (35) (3
6)... Output terminal, (3) (4) (+8)... Secondary winding, (5)... Magnetic amplifier, (7) (8) (1
3) (31) (32)... Rectifier, (9) (33
)...Reactor, (10)...Smoothing capacitor, (20)...Power supply IC1 (21)...Primary winding,
(22)...MOSFET, (26)...DC power supply, (27) (28)...Transistor, (38)...
...Pulse transformer, (39)...Comparator, (44)
... Comparison detector, (45) (46) ... Overcurrent detection circuit.
Claims (2)
し、その接続点を出力の一端とし、第１の２次巻線のセ
ンタータップと反対端に、可飽和リアクトルと整流器を
直列に結合し、これに制御回路を結合して磁気増幅器を
構成するとともに第２の２次巻線の出力側は整流器を介
して前記整流器の出力側に結合してなることを特徴とす
るコンバータ出力回路。(1) Connect the secondary windings of the transformer in a center-tapped manner, use the connection point as one end of the output, and connect a saturable reactor and a rectifier to the end opposite to the center tap of the first secondary winding. A converter characterized in that the second secondary winding is connected in series and connected to a control circuit to constitute a magnetic amplifier, and the output side of the second secondary winding is connected to the output side of the rectifier via a rectifier. Output circuit.
第１の出力回路の出力を制御ＩＣによって検出増幅して
１次側の開閉素子を制御するようにしたコンバータにお
いて、変圧器の２次側に、さらに第２の出力回路を結合
して多出力コンバータとなし、この第２の出力回路は、
変圧器の２次側の巻線をセンタータップ型に接続し、そ
の接続点を出力の一端とし、第１の２次巻線のセンター
タップと反対端に、可飽和リアクトルと整流器を直列に
結合し、これに制御回路を結合して磁気増幅器を構成す
るとともに第２の２次巻線の出力側は整流器を介して前
記整流器の出力側に結合してなり、前記第１、第２の出
力回路よりそれぞれの出力電流に比例した電圧を絶縁し
て取出すための過電流検出回路を結合し、これらの過電
流検出回路の各出力をオア回路を介して制御ＩＣの過電
流保護用比較器の一端に結合してなることを特徴とする
コンバータ出力回路。(2) A converter in which a first output circuit is provided on the secondary side of the transformer, and the output of the first output circuit is detected and amplified by a control IC to control the switching element on the primary side, A second output circuit is further coupled to the secondary side of the transformer to form a multi-output converter, and this second output circuit is
The secondary winding of the transformer is connected in a center tap type, and the connection point is used as one end of the output, and a saturable reactor and a rectifier are connected in series to the end opposite to the center tap of the first secondary winding. A control circuit is coupled to this to form a magnetic amplifier, and the output side of the second secondary winding is coupled to the output side of the rectifier via a rectifier, and the output side of the second secondary winding is connected to the output side of the rectifier through a rectifier. Overcurrent detection circuits for insulating and extracting voltages proportional to the respective output currents from the circuits are combined, and the outputs of these overcurrent detection circuits are connected to the overcurrent protection comparator of the control IC via an OR circuit. A converter output circuit characterized in that the converter output circuit is coupled to one end.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21330884A JPS6192171A (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Converter output circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21330884A JPS6192171A (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Converter output circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6192171A true JPS6192171A (en) | 1986-05-10 |
| JPH0363311B2 JPH0363311B2 (en) | 1991-09-30 |
Family
ID=16636978
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21330884A Granted JPS6192171A (en) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | Converter output circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6192171A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63161866A (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-05 | Fujitsu Denso Ltd | Switching power unit |
| JPS63274367A (en) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | Switching power circuit |
| JPS63274368A (en) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | Switching power circuit |
| JPS63277472A (en) * | 1987-02-26 | 1988-11-15 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Switching power source |
-
1984
- 1984-10-12 JP JP21330884A patent/JPS6192171A/en active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63161866A (en) * | 1986-12-24 | 1988-07-05 | Fujitsu Denso Ltd | Switching power unit |
| JPS63277472A (en) * | 1987-02-26 | 1988-11-15 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Switching power source |
| JPS63274367A (en) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | Switching power circuit |
| JPS63274368A (en) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | Switching power circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0363311B2 (en) | 1991-09-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |