JPS62122339A - エコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線４線変換における反射信号や音響的なカ
ップリングによる反響信号を消去するエコーキャンセラ
の改良に関する。

（従来の技術） エコーキャンセラは長距離回線におけるエコーや、テレ
コンファレンスなどのようにマイクロホンとスピーカと
の間のカップリングにより生ずる音響的な回り込み信号
などを除去するために用いられている。エコーキャンセ
ラは、不要な反射の発生する筒所に挿入される。つまり
、反射の生ずる系の入力と出力とを測定し、その系の特
性を、推定し、それに基づいて反射信号を作り出し、実
際の反射信号から差し引くという処理を行なうことによ
り、不要な信号を除去するものである。エコーキャンセ
ラの従来例としては、特願昭５６−１０１９３８号明細
書（文献１）に記述されているようにトランスバーサル
フィルターが用いられていた。

第３図は、従来のエコーキャンセラの一例を示す図であ
る。第３図においては反射は反響路５にて生ずる。より
具体的にのべれば長距離電話回線では２線４線変換回路
において反射が生じ、テレコンファレンスにおいてはス
ピーカからマイクへの回り込みによって反射が生ずる。

ここでは、電話回線について中心に説明を続ける。

遠端から送られて来たＲｉｎ信号ＸはＡＤ変換器１１に
よってディジタル信号ｘ（ｎ）に変換される。信号ｘ（
ｎ）はＸメモリ２０に蓄えられる。反響路５の特性を表
わすインパルス応答の推定値ｈ（ｉ）はＨメモリ３ｏに
蓄えられている。積和回路４０はＨメモリ３ｏとＸメモ
リ２０の内容から次式に従って疑似反響信号ｚ（ｎ）を
計算する。

ｚ（ｎ）＝ΣＸ　（ｎ　−ｉ）氷ｈ（ｉ）ここで、Ｎは
タップ数である。

近端からの受信信号、つまり反響路５を通ってきた信号
ＳｉｎはＡＤ変換器１３によってディジタル信号ｙ（ｎ
）に変換される。このｙ（ｎ）がら、上で求めた疑似反
響信号を引くと残差信号ｅ（ｎ）が得られる。この残差
信号ｅ（ｎ）には反射信号は含まれてはおらず、ＤＡ変
換器１４によってアナログ信号に変換したのちに遠端に
送り出す。修正回路６ｏは、グラディエンド法にもとづ
いて、残差信号ｅ（ｎ）と受信信号ｘ（ｎ−ｉ）とを用
いてＨメモリ３０の内容を次式に従って計算する。

ｈ（ｉ）　＝　ｈ（ｉ）　＋ｇ−ｘ（ｎ　−ｉ）・ｅ（
ｎ）ここで、ｇは修正ゲインであり、ｉは０がらＮ−１
までの値である。上式の＝は、左辺を右辺で置き換える
ということを意味しており、修正回路６ｏとＨメモリ３
０で置換が行なわれる。

（発明が解決しようとする問題点） 以上が従来のエコーキャンセラの動作の概要であるが、
上で述べた修正アルゴリズムを安定に動作させようとす
ると、タップ数Ｎが増すにっれＮに反比例して修正速度
が遅くなるため、大きなＮのときに修正速度が遅くなる
、つまり反響路の変化への追従性が悪くなるという問題
点を有していた。

そのため、修正アルゴリズムとしてカルマンフィルタの
ような高速アルゴリズムを用いることが提案されている
が、これはタップ数が増すとそれに応じて演算量も大幅
に増大してしまうという欠点を持っている。また、前述
の文献１のように帯域を分割する方法もあるが、修正速
度の改良には限界があった。

本発明の目的は、直交変換を効果的に用いることにより
、大きなタップ数の場合でも修正速度の低下しない、つ
まり反響路の変化への追従性の高いエコーキャンセラの
提供にある。

（問題点を解決するための手段） 本発明によると、遠端からの受信信号を直交変換する第
１の変換回路と、近端からの受信信号を直交変換する第
２の変換回路と、前記第１の変換回路の出力に重みを乗
じる重み回路と、前記第２の変換回路の出力から前記重
み回路の出力を引く減算回路と、前記減算回路の出力信
号が小さくなるように適応的に前記重みを修正する適応
回路と、前記減算回路の出力を逆直交変換する回路と、
前記第１の変換回路の出力の各要素と前記第２の変換回
路の出力の各要素とを対応させながら監視し双方向通話
を検出し前記適応回路を制御する双方向通話検出器とを
有するエコーキャンセラが得られる。

（作用） 本発明においては、信号を直交変換し、その結果を用い
てエコーキャンセルをおこなう。直交変換された信号は
お互いに独立あるいはそれに近い状態になるため、直交
化した結果を独立に処理しやすくなる、という特徴があ
る。直交変換として様々な変換があるが、ここではフー
リエ変換による方法について説明する。遠端からの受信
信号ｘ（ｎ）と近端からの受信信号である反響信号ｙ（
ｎ）とをフーリエ変換すると、次式に従って、それぞれ
周波数領域の信号Ｘ（ｘｔ　ｎ）＋　Ｙ（ｉ、　ｎ）が
得られる。

Ｘ（ｉ、　ｎ）＝Σｘ（ｎ−Ｎ＋１＋ｋ）零ＷｉｋＹ（
ｉ、　ｎ）＝Σｙ（ｎ−Ｎ＋１＋ｋ）ｔｃＷｉｋここで
、ｉはｉ番目の周波数、ｎはサンプリング時刻、Ｗｉｋ
＝ｅｘｐ（−ｊ２ｒｒｉｋ／Ｎ）である。このようにし
て求めた周波数領域の信号における積によって時間軸上
のコンボリューションを行なうことができる。

つまり、インパルス応答ｈ（ｉ）をフーリエ変換したＨ
（ｉ、　ｎ）をＸ（ｉ、ｎ）に乗することにより、疑似
反響信号ｚ（ｎ）をフーリエ変換したものに対応するＺ
（ｉ、ｎ）が得られる。

Ｚ（ｉ、　ｎ）　＝Ｘ（ｉ、　ｎ）Ｈ（ｉ、　ｎ）ただ
し、ここでの積は複素乗算になっており、この複素乗算
は各ｉ（０≦ｉ≦Ｎ−１）について行なわれる。このよ
うにして求まった結果を周波数領域のままで実際の反響
信号から差し引いても反響成分が消去できる。この残差
を逆フーリエ変換することにより時間軸上の信号ｅ（ｎ
）が得られる。つまり、この点では従来の時間軸上のエ
コーキャンセラと同じ動作となる。

反響路の特性を推定するために、Ｈ（ｉ、ｎ）を修正し
ていかねばならない。そのアルゴリズムの一例を下に示
す。

Ｈ（ｉ、　ｎ＋　１）＝Ｈ（ｉ、　ｎ）−ｇＸｃ（ｉ、
　ｎ）Ｅ（ｉ、　ｎ）ここで０≦ｉ≦Ｎ−１、ｇは修正
ゲイン、Ｘｃ（ｉ、　ｎ）はＸ（ｉ。

ｎ）の共役複素数をしめす。

また、反響路が信号を増大させないとするならば、Ｘ（
ｉ、ｎ）はとのｉに対してもＹ（ｉ、ｎ）よりも常に大
きな振幅を持つはずである。したがって、ある周波数で
反射信号の方が大きくなったとしたら、そのときは反響
路になんらかの信号が入ったものと判断することができ
る。この状態は、普通、双方向通話と呼ばれる状態であ
り、反響路の特性の推定はうまくいかなくなる。したが
って、このときには上式による修正を停止しなければな
らない。従来の実施例においては、送信側と受信側の電
力の比で双方向通話を検出していたためその検出感度は
あまりよくなかったが、本発明のように周波数ごとに判
定を行なうことにより、双方向通話の検出を高感度にお
こなうことができる。

（実施例） 第１図は本発明による実施例を示す図である。第２図（
ａ）、　（ｂ）、　（ｃ）、　（ｄ）、　（ｅ）、　（
ｆ）は本実施例における各部の波形を示す図である。た
だし、本実施例においては入出力の信号はすべてディジ
タル信号である。

つまり、第１図の外部にＡＤ変換器およびＤＡ変換器が
あるものとする。

遠端からの受信信号ｘ（ｎ）はＤＦＴ回路１１０によっ
てフーリエ変換されＸ（ｉ、　Ｎ）が得られる。この様
子は第２図（ａ）に示すとうりである。ただし、図には
Ｘ（ｉ、　Ｎ）の絶対値（振幅）で表わされている。Ｘ
（ｉ、　ｎ）は重み回路２１０と、双方向通話検出器３
００に入力される。重み回路２１０においては、信号Ｘ
（ｉ、　ｎ）に重みＨ（ｉ、　ｎ）を乗じて第３図（ｄ
）疑似反響信号のフーリエ変換Ｚ（ｉ、　ｎ）を作る。

近端からの受信信号である反射信号を含むｙ（ｎ）はＤ
ＦＴ回路１２０でフーリエ変換されＹ（ｉ、ｎ）となる
（第３図（ｂ））。減算回路４００はＹ（ｉ、　ｎ）か
らＺ（ｉ、　ｎ）を引いて残差信号Ｅ（ｉ、ｎ）を作る
（第３図（ｅ））。修正回路２２０は重みＨ（ｉ、　ｎ
）の修正を行なう。残差信号Ｅ（ｉ、ｎ）はＩＤＦＴ回
路１３０で時間領域の信号ｅ（ｎ）に変換される（第２
図（ｆ））。

以上の処理は、既に述べた式に従って行なわれる。なお
、通常のＤＦＴにおいては、Ｎ個のデータ（サンプル）
が入ったところでＮ個の結果が得られ、それがまた、Ｎ
個のデータに戻る、というようにＮデータ毎に処理が行
なわれる。しかし、本発明においては適応処理が１デー
タ毎に行なわれているため、１データ入る毎にＮ次元の
ＤＦＴを行なう必要がある。しかし、これでは無駄な演
算が行なわれることになる。このような演算を効率よく
行なうには、藤井氏らによる「周波数サンプリングフィ
ルタを用いた伝送路適応等価Ｓ］と題した文献２（電子
通信学会論文誌、Ｖｏｌ、’Ｊ６５−Ｂ、　Ｎｏ、ｐ、
　１９８２）に示されている、周波数サンプリングフィ
ルタを用いればよい。文献２の方法は装置実現上がらも
有利である。一方、ＩＤＦＴを行なう際には１点のみ、
っまりｅ（ｎ）だけ求めればよい。” 双方向通話検出回路３００は、Ｘ（ｉ、　ｎ）とＹ（ｉ
、　ｎ）のそれぞれの振幅（絶対値）の比Ｇ（ｉ、ｎ）
を参照し、（第２図（Ｃ））、送信側にある反射信号Ｙ
（ｉ、　ｎ）の方が大きくなっている点を数えて、それ
がある値以上になっている場合に双方向通話であると判
断して制御信号Ｃを出力する。修正回路２２０は、制御
信号Ｃに従って修正動作をするがしないかという制御を
おこなう。

なお、本実施例では、直交変換としてフーリエ変換を用
いたが、その他の変換を用いてもよい。

（発明の効果） 以上述べたように、本発明においては、反響路を・表わ
す特性が、直交変換された領域で表現されているため、
修正が変換された係数毎に独立に行なえ、反響路の変化
への追従性が大幅に改良される。また、直交変換した結
果に対して双方向通話の検出を行なうため、検出能力が
大幅に改良される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるエコーキャンセラの実施例をし
めずブロック図、第２図（ａ）、　（ｂ）、　（ｃ）、
　（ｄ）、　（ｅ）、　（ｆ）は本発明による実施例の
各部の波形を示す図、第３図は従来のエコーキャンセラ
の実施例を示す図である。 図において、１．２．３．４は端子、５は反響路、１１
゜１３はＡＤ変換器、１２．１４はＤＡ変換器、２０は
Ｘメモリ、３０はＨメモリ、４０は積和回路、５０は減
算回路、６０は修正回路、１１０．１２０ハＤＦＴ回路
、１３０　＋ｉ　ＩＤＦＴ回路、２１０は重み回路、２
２０は修正回路、３００は双方向通話検出器、４００は
減算器である。 １、：］・・。 代ｐ！！人ブ１理士　内ＦＸ　　　　’Ｗ”、・・　・
−一〆／

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 遠端からの受信信号を直交変換する第１の変換回路と、
   近端からの受信信号を直交変換する第２の変換回路と、
   前記第１の変換回路の出力に重みを乗じる重み回路と、
   前記第２の変換回路の出力から前記重み回路の出力を引
   く減算回路と、前記減算回路の出力信号が小さくなるよ
   うに適応的に前記重みを修正する適応回路と、前記減算
   回路の出力を逆直交変換する回路と、前記第１の変換回
   路の出力の各要素と前記第２の変換回路の出力の各要素
   とを対応させながら監視し双方向通話を検出し前記適応
   回路を制御する双方向通話検出器とを有するエコーキャ
   ンセラ。