JPS62122340A - 帯域分割型エコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線４線変換における反射信号や音響的なカ
ップリングによる反響信号を消去するエコーキャンセラ
の改良に関する。

（従来の技術） エコーキャンセラは長距離回線におけるエコーや、テレ
コンファレンスなどのようにマイクロホンとスピーカと
の間のカップリングにより生ずる音響的な回り込み信号
などを除去するために用いられている。エコーキャンセ
ラは、不要な反射の発生する箇所に挿入される。つまり
、反射の生ずる系の入力と出力とを測定し、その系の特
性を推定し、それに基づいて反射信号を作り出し、実際
の反射信号から差し引くという処理を行なうことにより
、不要な信号を除去するものである。エコーキャンセラ
の従来例としては、特願昭５６゜１０１９３８号明細書
（文献１）に記述されているようにトランスバーサルフ
ィルターが用いられていた。

第３図は、従来のエコーキャンセラの一例を説明するた
めの図である。第３図においては、反射は反響路５にて
生ずる。反射は、長距離電話回線では２線４線変換回路
において、テレコンファレンスにではスピーカからマイ
クへの回り込みによって生ずる。ここでは、電話回線に
ついて中心に説明を続ける。

遠端から送られて来たＲｉｎ信号ＸはＡＤ変換器１１に
よってディジタル信号ｘ（ｎ）に変換される。信号ｘ（
ｎ）はＸメモリ２０に蓄えられる。反響路５の特性を表
わすインパルス応答の推定値ｈ（ｉ）はＨメモリ３０に
蓄えられている。積和回路４０はＨメモリ３０とＸメモ
リ２０の内容から次式に従って疑似反響信号ｚ（ｎ）を
計算する。

ここで、Ｎはタップ数である。

近端からの受信信号、つまり反響路５を通ってきた信号
ＳｉｎはＡＤ変換器１３によってディジタル信号ｙ（ｎ
）に変換される。このｙ（ｎ）から、上で求めた疑似反
響信号を引くと残差信号ｅ（ｎ）が得られる。この残差
信号ｅ（ｎ）には反射信号は含まれてはおらず、ＤＡ変
換器１４によってアナログ信号に変換したのちに遠端に
送り出す。修正回路６０は、グラディエンド法にもとづ
いて、残差信号ｅ（ｎ）と受信信号ｘ（ｎ−ｉ）とを用
いてＨメモリ３０の内容を次式に従って計算する。

ｈ（ｉ）＝ｈ（ｉ）＋ｇＸ（ｎ−ｉ）　ｅ（ｎ）ここで
、ｇは修正ゲインであり、ｉは０がらＮ−１までの値で
ある。上式の＝は、左辺を右辺で置き換えるということ
を意味しており、修正回路６ｏとＨメモリ３０で置換が
行なわれる。

（発明が解決しようとする問題点） 以上が従来のエコーキャンセラの動作の概要であるが、
上で述べた修正アルゴリズムを安定に動作させようとす
ると、タップ数Ｎが増すにっれＮに反比例して修正速度
が遅くなるため、大きなＮのときに修正速度が遅くなる
、つまり反響路の変化への追従性が悪くなるという問題
点を有していた。

そのため、修正アルゴリズムとしてカルマンフィルタの
ような高速アルゴリズムを用いることなどが提案されて
いるが、これはタップ数が増すとそれに応じて演算量も
大幅に増大してしまうという欠点を持っている。また、
前述の文献１のように帯域を分割しそのあと時間軸上で
処理する方法もあるが、修正速度の改良には限界があっ
た。

本発明の目的は、タップ数が大きい場合でも：（＋Ｉ正
速度が低下せず、つまり反響路の変化への追従性が高く
、かつ装置規模の小さいエコーキャンセラの提供にある
。

（問題点を解決するための手段） 本発明によると、遠端からの受信信号を入力し直交変換
結果の１部を出力する第１の変換回路と、近端からの受
信信号を入力し直交変換結果の１部を出力する第２の変
換回路と、前記第１の変換回路の出力に重みを乗じる重
み回路と、前記第２の変換回路の出力から前記重み回路
の出力を引く減算回路と、前記減算回路の出力信号が小
さくなるように適応的に前記重みを修正する適応回路と
、前記減算回路の出力を逆直交変換する回路とを有する
反響消去部を複数個接続し前記逆変換回路の出力の和を
とり遠端へ送り出すとともに各反響消去部における直交
変換の結果を遠端側と近端側のそれぞれの受信信号に対
して対応させながら双方向通話を検出し前記各適応回路
の動作を制御するようにしたエコーキャンセラが得られ
る。

（作用） 本発明においては、信号を直交変換し、その結果を用い
てエコーキャンセルをおこなう。さらに、その処理を帯
域分割することにより装置の規模を大幅に小さくしよう
とするものである。

直交変換された信号はお互いに独立あるいはそれに近い
状態になるため、直交化した結果を独立に処理しやすく
なる、という特徴がある。直交変換として様々な変換が
あるが、ここではフーリエ変換による方法について説明
する。遠端がらの受信信号ｘ（ｎ）と近端からの受信信
号である反響信号ｙ（ｎ）とをフーリエ変換すると、次
式に従って、それぞれ周波数領域の信号Ｘ（ｉ、ｎ）、
Ｙ（ｉ、ｎ）が得られる。

Ｘ（ｉ、ｎ）”Ｅｘ（ｎ−Ｎ＋１＋ｋ）＊Ｗ１に１（＝
Ｏ Ｙ（ｉ、ｎ）＝Σｙ（ｎ−Ｎ＋１＋ｋ）　傘Ｗｉｋｋ＋
０ ここで、ｉはｉ番目の周波数、ｎはサンプリング時刻、
Ｗｉｋ＝　ｅｘｐ（−ｊ　２　ｒｒ　ｉｋ／Ｎ）である
。このようにして求めた周波数領域の信号における積に
よって時間軸上のコンボリューションを行なうことがで
きる。つまり、インパルス応答ｈ（ｉ）をフーリエ変換
したＨ（ｉ、ｎ）をＸ（ｉ、ｎ）に乗することにより、
疑似反響信号ｚ（ｎ）をフーリエ変換したものに対応す
るｚ（ｉ、ｎ）が得られる。

Ｚ（ｉ、ｎ）＝　Ｘ（ｉ、ｎ）−Ｈ（ｉ、ｎ）ただし、
ここでの積は複素乗算になっており、この複素乗算は各
ｉ（０≦ｉ≦Ｎ−１）について行なわれる。このように
して求まった結果を周波数領域のままで実際の反響信号
から差し引いても反響成分が消去できる。この残差を逆
フーリエ変換することにより時間軸上の信号ｅ（ｎ）が
得られる。つまり、この点では従来の時間軸上のエコー
キャンセラと同じ動作となる。

反響路の特性を推定するために、Ｈ（ｉ、ｎ）を修正し
ていかねばならない。そのアルゴリズム−例を下に示す
。

Ｈ（ｉ、ｎ　＋　１）＝　Ｈ（ｉ、ｎ）　−ｇ−Ｘｃ（
ｉ、ｎ）・Ｅ（ｉ、ｎ）ここで、０≦ｉ≦Ｎ−１、ｇは
修正ゲイン、Ｘｃ（ｉ、ｎ）はＸ（ｉ、ｎ）の共役複素
数をしめす。なお、収束速度を上げるために、ｇに工夫
を施している例もある。

また、反響路が信号を増大させないとするならば、Ｘ（
ｉ、ｎ）はとのｉに対してもＹ（ｉ、ｎ）よりも常に大
きな振幅を持つはずである。したがって、ある周波数で
反射信号の方が大きくなったとしたら、そのときは反響
路になんらかの信号が入ったものと判断することができ
る。この状態は、普通、双方向通話と呼ばれる状態であ
り、反響路の特性の推定はうまくいかなくなる。したが
って、このときには上式による修正を停止しなければな
らない。従来の実施例においては、送信側と受信側の電
力の比で双方向通話を検出していたためその検出感度は
あまりよくなかったが、本発明のように周波数ごとに判
定を行なうことにより、双方向通話の検出を高感度にお
こなうことができる。

第４図は本発明における直交変換の導入の原理を示す図
である。第５図は第４図における各部の波形を示す図で
ある。ただし、本図においては入出力の信号はすべてデ
ィジタル信号である。つまり、本図の外部にＡＤ変換器
およびＤＡ変換器があるものとする。

遠端からの受信信号ｘ（ｎ）はＤＦＴ回路１１０によっ
てフーリエ変換されＸ（ｉ、Ｎ）が得られる。この様子
は第５図（ａ）に示すとうりである。ただし、図にはＸ
（ｉ、ｎ）の絶対値（振幅）が表わされている。また、
ｉについては半分の領域しか示していないが、それは、
受信信号ｘ（ｎ）が実数であるため、Ｘ（ｉ、ｎ）が共
役対称になっているからである。Ｘ（ｉ、ｎ）は重み回
路２１０と、双方向通話検出器３００に入力される。重
み回路２１０においては、信号Ｘ（ｉ、ｎ）に重みＨ（
ｉ、ｎ）を乗じて疑似反響信号のフーリエ変換ｚ（ｉ、
ｎ）を作る（第５図（ｄ））。

近端からの受信信号である反射信号を含むｙ（ｎ）はＤ
ＦＴ回路１２０でフーリエ変換されＹ（ｉ、ｎ）となる
（第５図（ｂ））。減算回路４００はＹ（ｉ、ｎ）から
Ｚ（ｉ、ｎ）を引いて残差信号Ｅ（ｉ、ｎ）を作る（第
５図（ｅ））。修正回路２２０は重みＨ（ｉ、ｎ）の修
正を行なう。残差信号Ｅ（ｉ、ｎ）はＩＤＦＴ回路１３
０で時間領域の信号ｅ（ｎ）に変換される（第５図（ｆ
））。以上の処理は、既に述べた式に従って行なわれる
。なお、通常のＤＦＴにおいては、Ｎ個のデータ（サン
プル）が入ったところでＮ個の結果が得られ、それがま
た、Ｎ個のデータに戻る、というようにＮデータ毎に処
理が行なわれる。しかし、本発明においては適応処理が
１データ毎に行なわれているため、１データ入る毎にＮ
次元のＤＦＴを行なう必要がある。しかし、これでは無
駄な演算が行なわれることになる。このような演算を効
率よ（行なうには、藤井氏らによる［周波数サンプリン
グフィルタを用いた伝送路適応等信器］と題した文献２
（電子通信学会論文誌、Ｖｏｌ、Ｊ６５−　Ｂ、　Ｎｏ
、ｐ、１９８２）に示されている、周波数サンプリング
フィルタを用いればよい。文献２の方法は装置実現上か
らも有利である。

一方、ＩＤＦＴを行なう際には１点のみ、つまりｅ（ｎ
）だけ求めればよい。

また、修正速度を上げるため、文献２に記述されている
ような方法、つまり前述の修正式のｇのより良い値を推
定する方法もある。

双方向通話検出回路３００は、Ｘ（ｉ、ｎ）とＹ（ｉ、
ｎ）のそれぞれの振幅（絶対値）を比較しくそれらの相
対値の例を、第５図（ｃ）にＧで示しである）、送信側
にある反射信号Ｙ（ｉ、ｎ）の方が大きくなっている点
を数えて、それがある値以上になっている場合に双方向
通話であると判断して制御信号Ｃを出力する。修正回路
２２０は、制御信号Ｃに従って修正動作をするかしない
かという制御をおこなう。

以上は直交変換について述べたものであるが、次に帯域
分割について述べる。第５図を用いて説明する。本発明
のように直交変換して処理する形のものは、変換した結
果を別々に処理できる、という特徴がある。従って、第
５図のＤＦＴの結果であるＸを分割して処理することが
可能である。つまり、適当に分割した帯域毎に反響消去
を行なわせることになる。ただし、帯域毎に処理した結
果得られた残差分は一部帯域の残差にあたる。従って、
遠端に送り出す前にすべての帯域の残差の総和をとる必
要がある。

なお、本図では、直交変換としてフーリエ変換を用いた
が、その他の変換を用いてもよい。

（実施例） 第１図は本発明による実施例を示すブロック図である。

また、第２図は本発明による実施例における各部の波形
を示す図である。本実施例においては、帯域をふたつに
分割しである。遠端からの受信信号ｘ（ｎ）は端子１か
ら入力され、低域反響消去部１０１と高域反響消去部１
０２とに入力される。高域反響消去部１０２においては
、部分ＤＦＴ回路１１２は信号ｘ（ｎ）の周波数成分の
うち高域成分Ｘ２（ｉ、ｎ）のみを出力する（第２図（
ａ））。近端からの信号ｙ（ｎ）も低域反響消去部１０
１と高域反響消去部１０２とに入力される。部分ＤＦＴ
回路１２２もやはり、高域成分Ｙ２（ｉ、ｎ）のみを出
力する。（第２図（ｂ））。Ｘ２（ｉ、ｎ）、Ｙ２（ｉ
、ｎ）は、第２図（ａ）、（ｂ）に示すとうりそれぞれ
高域成分のみを持つ。高域反響消去部１０２では、第４
図に示した例と同じ動作で、高域成分に対して反響消去
を行なう（第２図（ｄ））。残差Ｅ２（ｉ、ｎＸ第２図
（ｅ））をＩＤＦＴ　して得られたｅ２（ｎＸ第２図（
ｇ））は部分加算器１４２に与えられ、低域反響消去部
１０１からの出力との和がとられる。低域反響消去部１
０１は、信号の低域成分に対して高域反響消去部１０２
と同様の処理を行なって残差信号ｅｌ（ｎ）を作り（第
２図（ｆ））、部分加算器１４１を通り出力する。

部分加算器１４２はｅｌ（ｎ）とｅ２（ｎ）とを加えて
、第２図に示すとうりｅ（ｎ）を作る（第２図（ｈ））
。残差ｅ（ｎ）は端子４を介して遠端に送り出される。

このようにして、一旦帯域分割された信号はまた全帯域
の信号にもどされる。

双方向通話の検出は、高域反響消去部１０２と低域反響
消去部１０１のそれぞれにおいて第４図と同様にすなわ
ち第２図（Ｃ）に示した処理結果にしたがって行なわれ
る。したがって、前述のとおり高感度な双方向通話検出
が可能である。本実施例においては、帯域をふたつに分
割した例について示したが、分割の数はどのような数に
なってもよい。帯域をＫに分割すると、ひとつの反響消
去部における演算量はほぼに分の１になる。したがって
、エコーキャンセラを実現する際に、−挙にＬＳＩ化は
できない°ばあいでも、帯域毎に分割された反響消去部
の一つひとつをＬＳＩ化によって実現するなどの工夫が
可能となる。

また、本発明の説明では双方向通話の検出を、各反響消
去部の内部で独立に行なっているが、各反響消去部にお
ける双方向通話検出器の情報を全帯域でまとめ、総合的
に判断して双方向通話検出を行なうこともできる。

また、部分加算回路１４１と１４２を反響消去部の外部
に出して一度に和を計算してもよい。

（発明の効果） 以上述べたように、本発明においては、反響路を表わす
特性が直交変換された領域で表現され、さらに帯域を分
割して各帯域で独立に処理しているため、係数の修正が
変換された係数毎に独立に行なえ反響路の変化への追従
性が大幅に改良され、さらにＬＳＩ化しやすくなってい
るため装置の小型化が容易になっている。また、直交変
換した結果に対して双方向通話の検出を行なうため、検
出能力が大幅に改良される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるエコーキャンセラの実施例をし
めずブロック図、第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ
）、（ｅ）、（ｆ）。 （ｇ）、（ｈ）は本発明による実施例の各部の波形を示
す図、第３図は従来のエコーキャンセラの実施例を示す
図、第４図は直交変換を用いたエコーキャンセラを示す
図、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、
（ｆ）はその各部の波形を示す図である。 図において、１，２，３．４は端子、５は反響路、１１
゜１３はＡＤ変換器、１２，１４はＤＡ変換器、２０は
Ｘメモリ、３０はＨメモリ、４０は積和回路、５０は減
算回路、６０は修正回路、１０１は低域反響消去部、１
０２は高域反響消去部、１１０，１２０はＤＦＴ回路、
１１１，１１２，１２１゜１２２は部分ＤＦＴ回路、１
３０はＩＤＦＴ回路、１３１，１３２は部分ＩＤＦＴ回
路、１４１，１４２は部分加算回路、２１０，２１２は
重み回路、２２０，２２２は修正回路、３００，３０２
は双方向通□へ 起　　　　　に− リ　−（ ）　　　Ｑ　　　　−Ｎ　さ 第　５１！Ｉ Ｅ＝γ−ｘｔ−ｔ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 遠端からの受信信号を入力し直交変換結果の１部を出力
   する第１の変換回路と、近端からの受信信号を入力し直
   交変換結果の１部を出力する第２の変換回路と、前記第
   １の変換回路の出力に重みを乗じる重み回路と、前記第
   ２の変換回路の出力から前記重み回路の出力を引く減算
   回路と、前記減算回路の出力信号が小さくなるように適
   応的に前記重みを修正する適応回路と、前記減算回路の
   出力を逆直交変換する回路とを有する反響消去部を複数
   個接続し前記逆変換回路の出力の和をとり遠端へ送り出
   すとともに各反響消去部における直交変換の結果を遠端
   側と近端側のそれぞれの受信信号に対して対応させなが
   ら双方向通話を検出し前記各適応回路の動作を制御する
   ようにしたエコーキャンセラ。