JPS6212685B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6212685B2 JPS6212685B2 JP14625977A JP14625977A JPS6212685B2 JP S6212685 B2 JPS6212685 B2 JP S6212685B2 JP 14625977 A JP14625977 A JP 14625977A JP 14625977 A JP14625977 A JP 14625977A JP S6212685 B2 JPS6212685 B2 JP S6212685B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- output
- phase
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は両側帯波振幅変調（DSB−AM）信号
から原信号を復調する包絡線検波回路に関する。 従来の包絡線検波回路は２種類知られている。
第１の構成は、整流した後低域フイルタを使用す
るもので、第２の構成は、コスタスループと二乗
回路と平方根回路の組み合せによるものである。 第１図および第２図は第１の従来技術を設明す
る図である。図において、入力に両側帯波信号
（波形Ａ）が与えられ、整流回路により波形Ｂに
変換される。波形Ｂに対して低域フイルタを作用
し、波形Ｃを得るが、第１図の回路の問題点は、
波形Ｃに記載したリツプルと波形歪の関係であ
る。波形歪とは所謂符号間干渉を言い、リツプル
は高調波成分を示す。すなわち低域フイルタの遮
断周波数が高いと急峻な応答に追随することがで
きるので、波形歪は小さいがリツプルが大きくな
る。又逆に遮断周波数が低いとリツプルは小さく
する事ができるが、波形歪が大きくなる。従つて
低域フイルタの設計は困難をともなう。また、ベ
ースバンド信号の帯域が広いと（キヤリア周波数
に比べて）低域フイルタの設計が不可能になるこ
ともある。このように、第１の従来技術による回
路は、回路そのものは非常に簡単ではあるが、電
気的特性は芳しくないという問題がある。 第３図および第４図は第２の従来技術を説明す
る図である。図において、入力Ａには両側帯波信
号ｆ（ｔ）cos2πfctが入力される。なお、ｆ
（ｔ）はベースバンド信号、fcは搬送波周波数を
示す。 ここで、ローカル発振器の出力をcos（２πfct
＋θ）とすると、90゜位相器の出力はsin（２π
fct＋θ）となる。 Ｃ点およびＤ点を２つの乗算器の出力点とする
と Ｃ点の信号＝ｆ（ｔ）cos（２πfct） ×cos（２πfct＋θ）＝１／２ｆ（ｔ）cos0 ＋１／２ｆ（ｔ）cos（４πfct＋θ） Ｄ点の信号＝ｆ（ｔ）cos（２πfct） ×sin（２πfct＋θ）＝１／２ｆ（ｔ）sin0 ＋１／２ｆ（ｔ）sin（４πfct＋θ） 従つてＣ点、Ｄ点は基本波と２次高調波を有す
る。 低域フイルタは２次高調波を阻止するので、低
域フイルタの出力点をそれぞれＥ，Ｆとすれば Ｅ点の信号＝１／２ｆ（ｔ）cosθ Ｄ点の信号＝１／２ｆ（ｔ）sinθ となり、それぞれの二乗和と開平を行なう事によ
り、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）を得ることが
できる。 従つて第２の従来技術の長所は、基本波に影響
を与える事なく２次高調波を完全に除去できるこ
と、90゜位相器が理想的に動作する事及びその他
の演算回路（加算、乗算、開平）が理想的に動作
すれば、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）は歪なく
再生できる事にある。 しかし、低域フイルタが必要な事、しかも２ケ
必要である事、更に発振器が必要であるため、構
成が複雑になるという欠点がある。 特に低域フイルタについてより詳しく説明する
と、ｆ（ｔ）の周波数成分がキヤリア周波数の近
傍に存在していると、Ｃ点、Ｄ点における基本波
と２次高調波が第４図に示すように近接するため
に、高次低域フイルタが必要となり、ハード規模
が大きくなるという欠点を有する。また近接度合
によつては、基本波成分に影響を与えずに２次高
調波を除去することが不可能になるという欠点が
ある。 本発明の目的は上述の従来技術の欠点を除去し
た包絡線検波回路を提供することにある。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 第５図は本発明の原理を説明するためのブロツ
ク図である。図において、参照数字５は入力端子
である。この入力端子５には、次式で与えられる
受信信号が入力される。 ｇDSB＝ｆ（ｔ）cos2πfct …………(1) ここで、ｆ（ｔ）は送信信号、cos2πfctは送
信搬送波である。参照数字６はアナログ−デイジ
タル変換器で、入力アナログ信号をデイジタル
PCM信号に変換する。参照数字７は90゜位相分
波器である。 第６図は90゜位相分波器のブロツク図を示す。 第６図において、入力端子７１には(1)式の受信
信号が入力される。参照数字７２はフイルタで、
その周波数特性は第７図に示すように、振巾特性
１、位相特性が90゜となるような特性である。 なお出力端子７３および７４は各々第５図の90
゜位相分波器７の出力端子a1およびa2に対応す
る。 第５図を再び参照すると、参照数字８および９
は90゜位相分波器７の２つの出力a1およびa2のそ
れぞれ自乗を計算する掛算器、参照数字１０は掛
算器８，９の出力の和をとる加算器である。参照
数字１１は加算器１０の出力を平方根に開く演算
回路である。 ここで、90゜位相分波器７の２つの出力a1，a2
をそれぞれｇ（ｔ），ｇ＾（ｔ）とすると、ｇ
（ｔ）は第６図の回路によりｇDSBであり、ｇ＾
（ｔ）はｇ（ｔ）の位相を90゜進めたものと等し
い。すなわち、 ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ）cos2πfct…………(2) ｇ＾（ｔ）＝ｆ（ｔ）sin2πfct …………(3) となる。従つて、受信信号ｇ（ｔ）およびｇ＾
（ｔ）の自乗和をとると、 g2（ｔ）＋ｇ＾２（ｔ）＝f2（ｔ） …………(4) となるので、乗算器８，９および加算器１０によ
り90゜位相分波器７の２つの出力a1およびa2の自
乗和をとり、演算回路１１で平方根に開けば、送
信信号ｆ（ｔ）が再生できる。 従つて90゜位相分波回路が理想的に動作し、か
つその他の演算回路（加算・乗算・開平）が理想
的に動作すれば、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）
は歪なく再生できる。しかも前述の第２の従来技
術よりもハードウエアが簡単となり、かつフイル
タの設計の困難さも生じない。 第８図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。 本回路はすべてデイジタルデバイスで構成され
ている。なぜなら、前記回路を実現する手段を考
慮するに、デジタル信号処理でないと実現が困難
である。従つて本発明では、AD変換器６を使用
して、アナログ信号をデジタル化している。 第８図において、90゜位相分波器７は公知のＫ
タツプの従来よく知られているトランスパーサル
形デイジタルフイルタで構成されている。参照数
字７５はＫ個の遅延素子、参照数字７６は掛算
器、参照数字７７は加算器である。平方根に開く
演算回路１１は閾値TH1〜THoを有し入力信号の
レベルＸ（TH1＜Ｘ＜THo）が閾値THkとTHk+1
（ｋ＜ｎ−１）の間にある時、ｎ本の出力線
COMP1〜COMPnのうち出力線COMPkのみ１、
その他の出力線は０に保つ判定器１１１と、出力
線COMP1〜COMPnのそれぞれに固有な重み係数
ＡおよびＢを格納している読出し専用メモリ
（ROM）１１２，１１３と、掛算器１１４と加算
器１１５とを含み、加算器１１５からは入力信号
Ｘの平方根√が得られる。このような判定器１
１１はよく知られた比較回路により構成でき、第
１０図はその一例を示す。第１０図において、入
力信号ＸのレベルがTHkよりも大のときのみ１を
出力する判定器１３とＸレベルがTHk+1よりも大
の時のみ１を出力する判定器と、２つの判定器の
出力の排他的論理和をとるゲート１４を有する。
これは入力レベルＸがTHk〜THk+1にある時閾値
THkの判定器出力は１、閾値THk+1の判定器の出
力は０であるので、排他的論理和は１となる。ま
た、入力レベルが共にTHkおよびTHk+1より大き
いときには排他的論理和は０となる。従つてｎ個
の排他的論理和ゲートのうち、入力レベルに対応
した１つのゲートのみが１を出力し、その他のゲ
ートは０を出力する。これにより入力レベルの範
囲を知る事ができる。 第９図は平方根に開く演算回路１１の動作を説
明する図である。この図はｙ＝√曲線Ｅとこの
曲線をｎ本の直線で近似した折線Ｄとを示してい
る。今、区間（ｋ／ｎ、ｋ＋１／ｎ）でｙ＝√を直線
近似 すると、 となるので、予めROM１１２に(5)式の傾きＡ、
すなわち、√（√＋１−√）をまたROM
１１３に(5)式のｙ切片の値Ｂ、即ち
から原信号を復調する包絡線検波回路に関する。 従来の包絡線検波回路は２種類知られている。
第１の構成は、整流した後低域フイルタを使用す
るもので、第２の構成は、コスタスループと二乗
回路と平方根回路の組み合せによるものである。 第１図および第２図は第１の従来技術を設明す
る図である。図において、入力に両側帯波信号
（波形Ａ）が与えられ、整流回路により波形Ｂに
変換される。波形Ｂに対して低域フイルタを作用
し、波形Ｃを得るが、第１図の回路の問題点は、
波形Ｃに記載したリツプルと波形歪の関係であ
る。波形歪とは所謂符号間干渉を言い、リツプル
は高調波成分を示す。すなわち低域フイルタの遮
断周波数が高いと急峻な応答に追随することがで
きるので、波形歪は小さいがリツプルが大きくな
る。又逆に遮断周波数が低いとリツプルは小さく
する事ができるが、波形歪が大きくなる。従つて
低域フイルタの設計は困難をともなう。また、ベ
ースバンド信号の帯域が広いと（キヤリア周波数
に比べて）低域フイルタの設計が不可能になるこ
ともある。このように、第１の従来技術による回
路は、回路そのものは非常に簡単ではあるが、電
気的特性は芳しくないという問題がある。 第３図および第４図は第２の従来技術を説明す
る図である。図において、入力Ａには両側帯波信
号ｆ（ｔ）cos2πfctが入力される。なお、ｆ
（ｔ）はベースバンド信号、fcは搬送波周波数を
示す。 ここで、ローカル発振器の出力をcos（２πfct
＋θ）とすると、90゜位相器の出力はsin（２π
fct＋θ）となる。 Ｃ点およびＤ点を２つの乗算器の出力点とする
と Ｃ点の信号＝ｆ（ｔ）cos（２πfct） ×cos（２πfct＋θ）＝１／２ｆ（ｔ）cos0 ＋１／２ｆ（ｔ）cos（４πfct＋θ） Ｄ点の信号＝ｆ（ｔ）cos（２πfct） ×sin（２πfct＋θ）＝１／２ｆ（ｔ）sin0 ＋１／２ｆ（ｔ）sin（４πfct＋θ） 従つてＣ点、Ｄ点は基本波と２次高調波を有す
る。 低域フイルタは２次高調波を阻止するので、低
域フイルタの出力点をそれぞれＥ，Ｆとすれば Ｅ点の信号＝１／２ｆ（ｔ）cosθ Ｄ点の信号＝１／２ｆ（ｔ）sinθ となり、それぞれの二乗和と開平を行なう事によ
り、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）を得ることが
できる。 従つて第２の従来技術の長所は、基本波に影響
を与える事なく２次高調波を完全に除去できるこ
と、90゜位相器が理想的に動作する事及びその他
の演算回路（加算、乗算、開平）が理想的に動作
すれば、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）は歪なく
再生できる事にある。 しかし、低域フイルタが必要な事、しかも２ケ
必要である事、更に発振器が必要であるため、構
成が複雑になるという欠点がある。 特に低域フイルタについてより詳しく説明する
と、ｆ（ｔ）の周波数成分がキヤリア周波数の近
傍に存在していると、Ｃ点、Ｄ点における基本波
と２次高調波が第４図に示すように近接するため
に、高次低域フイルタが必要となり、ハード規模
が大きくなるという欠点を有する。また近接度合
によつては、基本波成分に影響を与えずに２次高
調波を除去することが不可能になるという欠点が
ある。 本発明の目的は上述の従来技術の欠点を除去し
た包絡線検波回路を提供することにある。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 第５図は本発明の原理を説明するためのブロツ
ク図である。図において、参照数字５は入力端子
である。この入力端子５には、次式で与えられる
受信信号が入力される。 ｇDSB＝ｆ（ｔ）cos2πfct …………(1) ここで、ｆ（ｔ）は送信信号、cos2πfctは送
信搬送波である。参照数字６はアナログ−デイジ
タル変換器で、入力アナログ信号をデイジタル
PCM信号に変換する。参照数字７は90゜位相分
波器である。 第６図は90゜位相分波器のブロツク図を示す。 第６図において、入力端子７１には(1)式の受信
信号が入力される。参照数字７２はフイルタで、
その周波数特性は第７図に示すように、振巾特性
１、位相特性が90゜となるような特性である。 なお出力端子７３および７４は各々第５図の90
゜位相分波器７の出力端子a1およびa2に対応す
る。 第５図を再び参照すると、参照数字８および９
は90゜位相分波器７の２つの出力a1およびa2のそ
れぞれ自乗を計算する掛算器、参照数字１０は掛
算器８，９の出力の和をとる加算器である。参照
数字１１は加算器１０の出力を平方根に開く演算
回路である。 ここで、90゜位相分波器７の２つの出力a1，a2
をそれぞれｇ（ｔ），ｇ＾（ｔ）とすると、ｇ
（ｔ）は第６図の回路によりｇDSBであり、ｇ＾
（ｔ）はｇ（ｔ）の位相を90゜進めたものと等し
い。すなわち、 ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ）cos2πfct…………(2) ｇ＾（ｔ）＝ｆ（ｔ）sin2πfct …………(3) となる。従つて、受信信号ｇ（ｔ）およびｇ＾
（ｔ）の自乗和をとると、 g2（ｔ）＋ｇ＾２（ｔ）＝f2（ｔ） …………(4) となるので、乗算器８，９および加算器１０によ
り90゜位相分波器７の２つの出力a1およびa2の自
乗和をとり、演算回路１１で平方根に開けば、送
信信号ｆ（ｔ）が再生できる。 従つて90゜位相分波回路が理想的に動作し、か
つその他の演算回路（加算・乗算・開平）が理想
的に動作すれば、送信ベースバンド信号ｆ（ｔ）
は歪なく再生できる。しかも前述の第２の従来技
術よりもハードウエアが簡単となり、かつフイル
タの設計の困難さも生じない。 第８図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。 本回路はすべてデイジタルデバイスで構成され
ている。なぜなら、前記回路を実現する手段を考
慮するに、デジタル信号処理でないと実現が困難
である。従つて本発明では、AD変換器６を使用
して、アナログ信号をデジタル化している。 第８図において、90゜位相分波器７は公知のＫ
タツプの従来よく知られているトランスパーサル
形デイジタルフイルタで構成されている。参照数
字７５はＫ個の遅延素子、参照数字７６は掛算
器、参照数字７７は加算器である。平方根に開く
演算回路１１は閾値TH1〜THoを有し入力信号の
レベルＸ（TH1＜Ｘ＜THo）が閾値THkとTHk+1
（ｋ＜ｎ−１）の間にある時、ｎ本の出力線
COMP1〜COMPnのうち出力線COMPkのみ１、
その他の出力線は０に保つ判定器１１１と、出力
線COMP1〜COMPnのそれぞれに固有な重み係数
ＡおよびＢを格納している読出し専用メモリ
（ROM）１１２，１１３と、掛算器１１４と加算
器１１５とを含み、加算器１１５からは入力信号
Ｘの平方根√が得られる。このような判定器１
１１はよく知られた比較回路により構成でき、第
１０図はその一例を示す。第１０図において、入
力信号ＸのレベルがTHkよりも大のときのみ１を
出力する判定器１３とＸレベルがTHk+1よりも大
の時のみ１を出力する判定器と、２つの判定器の
出力の排他的論理和をとるゲート１４を有する。
これは入力レベルＸがTHk〜THk+1にある時閾値
THkの判定器出力は１、閾値THk+1の判定器の出
力は０であるので、排他的論理和は１となる。ま
た、入力レベルが共にTHkおよびTHk+1より大き
いときには排他的論理和は０となる。従つてｎ個
の排他的論理和ゲートのうち、入力レベルに対応
した１つのゲートのみが１を出力し、その他のゲ
ートは０を出力する。これにより入力レベルの範
囲を知る事ができる。 第９図は平方根に開く演算回路１１の動作を説
明する図である。この図はｙ＝√曲線Ｅとこの
曲線をｎ本の直線で近似した折線Ｄとを示してい
る。今、区間（ｋ／ｎ、ｋ＋１／ｎ）でｙ＝√を直線
近似 すると、 となるので、予めROM１１２に(5)式の傾きＡ、
すなわち、√（√＋１−√）をまたROM
１１３に(5)式のｙ切片の値Ｂ、即ち
【式】をそれぞれ格納して
おき、判定器１１１の出力によりこれらのROM
１１２，１１３のアドレス指定を行ない前記重み
係数ＡおよびＢに対応する傾き及びｙ切片の値を
続み出す。次に掛算器１１４でROM１１１から
読み出された前記重み係数Ａと入力信号Ｘとを掛
けることによりAXを得、このAXに加算器１１５
でROM１１３から読み出された前記重み係数Ｂ
を加えてｙ＝AX＋Ｂを得る。これは、区間
（ｋ／ｎ、ｋ＋１／ｎ）内の入力信号Ｘに対する平方根
が求 めたことに等しい。このように、各区間において
√を直線近似することにより入力信号Ｘの平方
根√が求まる。より正確に言えば、これは平方
の近似解であるが区間巾１／ｎを十分小さくすれば、 実用上十分な精度の解が得られる。 以上の様に、本発明ではハードウエアが簡単で
かつ符号間干渉のない、つまり無歪伝送が可能な
包絡線検波回路が得られる。
１１２，１１３のアドレス指定を行ない前記重み
係数ＡおよびＢに対応する傾き及びｙ切片の値を
続み出す。次に掛算器１１４でROM１１１から
読み出された前記重み係数Ａと入力信号Ｘとを掛
けることによりAXを得、このAXに加算器１１５
でROM１１３から読み出された前記重み係数Ｂ
を加えてｙ＝AX＋Ｂを得る。これは、区間
（ｋ／ｎ、ｋ＋１／ｎ）内の入力信号Ｘに対する平方根
が求 めたことに等しい。このように、各区間において
√を直線近似することにより入力信号Ｘの平方
根√が求まる。より正確に言えば、これは平方
の近似解であるが区間巾１／ｎを十分小さくすれば、 実用上十分な精度の解が得られる。 以上の様に、本発明ではハードウエアが簡単で
かつ符号間干渉のない、つまり無歪伝送が可能な
包絡線検波回路が得られる。
第１図および第２図は第１の従来技術のを説明
する回路図および波形図、第２図および第３図の
第２の従来技術を説明する回路図および波形図、
第４図は低域フイルタの周波数特性を示す図、第
５図は本発明の原理を説明するための図、第６図
は90゜位相分波器の構成を示す図、第７図はフイ
ルタの周波数特性を示す図、第８図は、本発明の
一実施例を示す回路図および第９図はｙ＝√を
直線近似した図、第１０図は判定器１１１の回路
図である。 第５図において、５……入力端、６……アナロ
グ−デイジタル変換器、７……90゜位相分波器、
８及び９……掛算器、１０……加算器、１１……
平方根演算回路、１２……出力端子である。
する回路図および波形図、第２図および第３図の
第２の従来技術を説明する回路図および波形図、
第４図は低域フイルタの周波数特性を示す図、第
５図は本発明の原理を説明するための図、第６図
は90゜位相分波器の構成を示す図、第７図はフイ
ルタの周波数特性を示す図、第８図は、本発明の
一実施例を示す回路図および第９図はｙ＝√を
直線近似した図、第１０図は判定器１１１の回路
図である。 第５図において、５……入力端、６……アナロ
グ−デイジタル変換器、７……90゜位相分波器、
８及び９……掛算器、１０……加算器、１１……
平方根演算回路、１２……出力端子である。
Claims (1)
- １ 両側波帯振幅変調信号をデイジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力
を受け互いに90゜異なる２つの信号を発生するデ
イジタルフイルタから構成した90゜位相分波回路
と、この90゜位相分波回路の２つの信号の各々の
２乗積を求める第１および第２の乗算手段と、こ
の第１および第２の乗算手段の和を求める加算手
段と、この加算手段の出力の平方根を求める計算
回路とから構成されたことを特徴とする包絡線検
波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14625977A JPS5478652A (en) | 1977-12-05 | 1977-12-05 | Envelope detector circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14625977A JPS5478652A (en) | 1977-12-05 | 1977-12-05 | Envelope detector circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5478652A JPS5478652A (en) | 1979-06-22 |
| JPS6212685B2 true JPS6212685B2 (ja) | 1987-03-20 |
Family
ID=15403684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14625977A Granted JPS5478652A (en) | 1977-12-05 | 1977-12-05 | Envelope detector circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5478652A (ja) |
-
1977
- 1977-12-05 JP JP14625977A patent/JPS5478652A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5478652A (en) | 1979-06-22 |
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