JPS621307A - 音場制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、入力端子に与えられる電気信号の周波数特性
を変え、出方端子へ周波数特性が適合された電気信号を
与えるために、帯域が所定の周波数レンジで互いに近接
して位置する複数個の帯域フィルタを具え、隣どうしの
帯域を有するフィル　　　　゛りの中心周波数どうしの
距離が上記帯域フィルタの周波数と少なくともほぼ同じ
周波数に位置する隣どうしの帯域を有する１／３オクタ
ーブフィルタの中心周波数どうしの間の距離よりも大き
い等化層に関するものである。

本発明は、また、この等化層で用いるのに適している帯
域フィルタに関するものである。

上述したタイプの等化層は、公開英国特許願第ＧＢ　２
Ｐ６０８Ｐ６７８Ａ号から既知である。このような等化
層は、例えば、中心周波数どうしが１オクターブ離れて
いるいくつかの並列に配置された帯域フィルタから構成
することができる。この場合、各フィルタは関連する帯
域外ではほぼ完全な減衰を与える。もう一つの方法は、
いくつかの直列に配置された帯域フィルタから等化層を
構成するものである。後者の場合は、関連する帯域外で
は変更を加えずに信号を通す。即ち、利得は１ｘに等し
い。

関連する帯域内ではフィルタは増幅する（即ち、帯域フ
ィルタとして機能する）か又は減衰する（即ち、帯域消
去フィルタとして機能する）。

空間内でのオーディオ系の伝達、即ち、空間内での電気
オーディオ信号を音響信号に変換することをこのような
等化層で（手動又は自動式に）等化したい場合、即ち、
空間内での音響信号の周波数特性を（はぼ）平坦にした
い場合、これは全ての場合に可能な訳ではないことが見
出されている。

伝達の調整がうまくできず、ひずみを生じ、音が不自然
になる。

本発明の目的は、中心周波数どうしが可成り離れている
フィルタ、即ち、隣どうしのフィルタの中心周波数間の
距離が１／３オクターブより大きく、従って、例えば、
１オクターブ幅であるフィルタを用いて満足のゆく等化
を実現できる等化層を提供するにある。

この目的で、本発明に係る等化層は少なくとも帯域が周
波数レンジの低周波部に位置する帯域フィルタの中心周
波数を変えられるように構成したことを特徴とする。

このような本発明は、特に低周波部で、中心周波数どう
しが可成り離れている帯域フィルタを用いて等化を行な
う場合は、これらの帯域の位置が補正すべき周波数特性
の山や谷の位置と対応しないことを認識したことに基づ
いている。事実、周波数軸に沿ってのこれらの山と谷の
位置は、就中、音響信号を空間内に放射するラウドスヒ
ーカボ・７クスの空間内での位置並びにこの空間の形状
及び寸法に依存する。

就中、アール・ヴイ・ウォーターノ１ウス（Ｒ，Ｖ。

Ｗａｔｅｒｈｏｕｓｅ）　による実験（ジエイ・ニー・
ニス・ニー；　１９５８年、第３０巻、第１号）はこれ
らの山や谷の幅が、はぼ１オクターブに等しいことを示
している。この幅は、スピーカボックスが空間の一個、
二個又は三個の壁の近くにあるかどうかに依存して僅か
ながら変わる。１オクターブ帯域の等化層しか入手でき
ない場合は、時として満足のゆく等化ができない。蓋し
、山及び谷が正確に等化層の帯域フィルタの位置に対応
しないからである。

本発明に従って帯域フィルタの中心周波数を可変にすれ
ば、帯域が補正すべき周波数特性の山及び谷に対応する
迄周波数軸に沿ってのフィルタ帯域を周波数が高い方又
は低い方へ調整し、満足のゆく等化ができる。帯域フィ
ルタをディジタルフィルタとすると、所望の帯域フィル
タを非常に容易に調整できる。この場合は、各フィルタ
メモリを設け、フィルタを種々に調整するのに必要な数
の組のフィルタ係数を蓄える。この目的で、各メモリの
出力端子を関連する帯域フィルタの係数入力端子に結合
し、メモリ及びフィルタの制御入力端子に加えられる制
御信号の影響の下でフィルタに一組のフィルタ係数を供
給する。

山及び谷の位置が主として低周波部でフィルタの帯域と
対応しないという前述した問題が生ずるから、少なくと
も通過帯域が周波数レンジの低周波部に入る帯域フィル
タの中心周波数を可変とする。而してこの低周波部は約
Ｉ　ＫＨｚ迄延ばせる。

前述した問題は別の方法で解決することもできる。例え
ば、等化層に中心周波数どうしが１７３オクターブのよ
うにもっと近いフィルタを設けても満足のゆく等化が得
られる。しかし、中心周波数どうしが１オクターブ離れ
ている帯域フ゛イルタを使用する場合と比較して、３倍
のフィルタが必要となり高価となる。また、このような
等化層の動作はずっと微妙になる。

本発明の一実施例は、少なくとも帯域が周波数レンジの
低周波部に位置する帯域フィルタの中心周波数を最大で
隣あう帯域を有するフィルタの中心周波数からの距離の
半分上方及び下方にシフトさせられるように構成したこ
とを特徴とする。注意すべきことは、これは周波数を対
数スケールでプロットした場合に言えることである。シ
フトしていない状態での帯域フィルタの中心周波数どう
しを少なくとも１オクターブ幅だけ離し、フィルタの中
心周波数どうしを最大で１７３オクターブ幅だけ下方及
び上方にシフトさせることができるようにすると好適で
ある。帯域の中心周波数に対する周波数軸上での位置は
３通り選択できる。即ち、関連する帯域内及び近傍又は
そのいずれか一方での３個の１７３オクターブ帯域の中
心周波数に対応する位置である。

ディジタル構造の場合は、これはメモリが、周波数軸上
での（ディジクル）フィルタ帯域の３通りの位置に対す
る３組のフィルタ係数を蓄えることを意味する（但し、
３個の状況に対するフィルタの中心周波数での利得を等
しくする）。

低周波部でのフィルタの中心周波数だけをシフトできる
場合は、これらのフィルタの特性と、（固定の）中心周
波数が残りの部分にあるフィルタの特性との間で、満足
ゆく程度にコンパチブルなりロスオーバが得られるよう
にすると好適である。これは、帯域が周波数レンジの残
りの部分にあるフィルタが固定した中心周波数を有し、
帯域が低周波部にあり、最高の中心周波数を有するフィ
ルタの帯域のすぐ上に帯域が位置するこの隣りの部分内
のフィルタの下側帯域限界周波数を可変とすることによ
り実現できる。この好適な実施例は、帯域が低周波部に
あり、最高の中心周波数を有するフィルタの中心周波数
が、夫々、低い方及び高い方にシフトする場合下側帯域
限界周波数が下方及び上方にシフトすることを特徴とす
る。

別の方法は、詳述しないが、最後に述べた帯域フィルタ
の上側じゃ段層波数を固定するものである。これは、こ
の帯域フィルタの帯域幅を、夫々、中心周波数を下側及
び上側にシフトする場合、一層大きく又は小さくするこ
とを意味する。

等化層が、 一電気出力端子に結合され、等化層の電気出力信号を音
響信号に変換する電気−音響トランスデユーサユニット
と、 一音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信
号を発生する検出手段と、 −第１の入力端子が等化層の入力端子に結合され、第２
の入力端子が検出手段の出力端子に結合され、出力端子
が等化層の制御入力端子に結合されていて制御信号を供
給する周波数分析ユニット を具える場合、は、自動的に補正すべき伝達関数を等価
するためにこれを用いることができる。自動等化層は、
英国公開特許願第ＧＢ　２．．０６８，６７ｇＡ号及び
欧州公開特許願第ＥＰ１１９．６４５号から既知である
。

このような等化層は、周波数分析ユニットが帯域が低周
波部にある帯域フィルタに制御信号を与え、フィルタの
利得及び中心周波数をセツティングするようにしたこと
を特徴とする。この目的で、周波数分析ユニットの出力
端子をメモリ及び、若しあれば、フィルタの制御入力端
子に接続する。

等化層は、更に、帯域フィルタが、第１の信号組合せユ
ニット、第１の遅延手段、第２の信号組合せユニット及
び第２の遅延手段の直列回路を具え、２個の遅延手段の
出力端子を、夫々、第１及び第２の信号組合せユニット
の入力端子にフィードバックし、第２の遅延手段の出力
端子はまた第１の信号組合せユニットの入力端子にもフ
ィードバックすることを特徴とする。このような帯域フ
ィルタのディジクルの実施例は、更に、第１の信号組合
せユニットの出力端子から第１の遅延手段及び関連する
フィードバック路を介して第１の信号組合せユニットに
至る回路のループ利得を表わす第１の利得と、第２の信
号組合せユニットの出力端子から第２の遅延手段及び関
連するフィードバック路を介して第２の信号組合せユニ
ットに至る回路のループ利得を表わす第２の利得とに対
応する２個の係数間の差が、これらの係数が表わされ且
つ関連する係数の符号が無視される場合、又はそのいず
れか一方の時の最小単位に等しく、第１の信号組合せユ
ニットの出力端滑から第１の遅延手段を介して第２の信
号組合せユニットの入力端子に至る回路の利得を表わす
第３の利得と、第２の信号組合せユニットの出力端子か
ら第２の遅延手段及び関連するフィードバック路を介し
て第１の信号組合せユニットの入力端子に至る回路の利
得を表わす第４の利得とに対応する２個の係数間の差が
これらの係数が表わされる最小単位に等しいことを特徴
とする。

ニーーヴイーオ・ンペンハイム（八、　　Ｖ、０ｐｐｅ
ｎｈｅｉｍ）とアール・ダブリニー・シｘ　−バー　（
Ｒ，’ｔ’１．５ｈａｆｅｒ）の［ディジクル　シグナ
ル　プロセシング」（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）の第１７０頁、第４．３３図は
第１の信号組合せユニットの直列回路に結合された入力
端子と、第１の遅延手段と、第２の信号組合せユニット
及び第２の遅延手段を有し、第１及び第２の遅延手段の
出力端子を関連するフィードバック路を介して、夫々、
第１及び第２の信号組合せユニットに結合し、第２の遅
延手段の出力端子を第１の信号組合せユニットの入力端
子にもフィードバックするディジタルフィルタを開示し
ている。

この既知のフィルタは結合極対構造を具える。

これは第１及び第２の利得に対応する２個の係数が等し
いことを意味する。これらの利得を無視すると、同じこ
とが第３及び第４の利得に対応する２個の係数について
も言える。これらの係数をディジタルフィルタに与える
ためのディジタル数として表わすと、ディジクル数は何
時も有限個のビットで表わされるから丸めが一般に行わ
れることを意味する。第１と第２の利得に対するこれら
のディジタル数及び第３と第４の利得に対するこれらの
ディジタル数を、夫々、等しく選ぶことが一般に行われ
ている。これらのディジタル数を用いると、得られるデ
ィジクルフィルタは所望のフィルタ特性の近似しか与え
ない。いくつかの場合、第１の信号組合せユニットの出
力端子から第１の遅延手段及び関連するフィードバック
路を介して第１の信号組合せユニットに至る回路のルー
プ利得を表わす第１の利得と、第２の信号組合せユニッ
トの出力端子から第２の遅延手段及び関連するフィード
バック路を介して第２の信号組合せユニットに至る回路
のループ利得を表わす第２の利得とに対応する２個の係
数間の差が、これらの係数が表わされ且つ関連する係数
の符号を無視する場合又はそのいずれか一方を行なう時
の最小単位に等しく、第１の信号組合せユニットの出力
端子から第１の遅延手段を介して第２の信号組合せユニ
ットの入力端子に至る回路の利得を表わす第３の利得と
、第２の信号組合せユニットの出力端子から第２の遅延
手段及び関連するフィードバック路を介して第１の信号
組合せユニットの入力端子に至る回路の利得を表わす第
４の利得とに対応する２個の係数間の差がこれらの係数
が表わされる最小単位に等しいようにすると所望のブ４
ルタ特性の良好な近似が得られる。事実、上述したこと
は、いくつかの場合既知のフィルタでは等しい２個の係
数のディジタル表示が今度最下位のビットの値だけ互い
に異なる。

等しくない係数が得られる手順を以後述べる。

前述した刊行物に示されている図から明らかなように、
符号を無視すると、毎回、４個の係数のうちの２個が互
いに等しくなる。第１と第２の利得に対応する係数に対
する値ａｃが見つかり、この値が丸めの後で有限個のビ
ットを有するディジクル数により表わされると仮定する
。また、２個の係数の計算された値ａｃが、ｎを整数と
して、ディジタル数ｒｎＪとｌ’−ｎ＋ＩＪとの間にあ
ると仮定する。こうすると、例えば、下記の表から２個
の利得に対する係数ａ、及びａ２が求まる。

ここでΔ１．Δ２は、例えば、Δ１＝０．２５及びΔ２
＝０゜７５である。回路がａｌとａ２に対し対称である
ため、ａ、を１＋ｌ　と等しくし、ａ２をｎに等しくす
ることもできる（第２の場合）。

図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図は入力端子２と出力端子３との間にｎ個の直列に
接続した帯域フィルタＦ１〜Ｆ、、を有する等化層１を
示す。帯域フィルタＦ、の周波数特性は第２ａ図の曲線
３により表わされる。通過帯域の外ではフィルタは利得
がｌ　ｘ（ＱｄＢ）である。通過帯域内では利？”４Ａ
１（ｄＢ）を有する。隣り合うフィルタの中心周波数は
１／３オクターブ以上、例えば、■オクターブ離れてい
る。フィルタＦｉ　（１≦１≦ｎ）の中心周波数ｆ。１
は、例えば３１．５；　６３；　１２５；　２５０及び
５００Ｈｚ；　１．２．４．８及び１６ＫＨｚである。

フィルタＰｉ（但し、ｌ　＜　ｉ　＜ｍ）の帯域は最大
で隣り合う帯域のフィルタの２個の中心周波数の半分の
距離だけ高い周波数の方にも低い周波数の方にもシフト
できる。しかし、このシフトは当該帯域ｌの１／３オク
ターブの幅に最大でも限ると好適である。第１図及び第
２ａ図の実施例では、フィルタＦｌ　をセツティングす
るのに３通ある。即ち、曲線３で示されたセツティング
、フィルタの特性（従ってフィルタの中心周波数ｆｃｔ
）が低い周波数の方に１７３オクターブの幅だけシフト
した第２のセツティング、即ち、フィルタの中心周波数
ｆｃ１′であり、破線の曲線５で示されるもの及びフィ
ルタの特性が高い周波数の方に１７３オクターブの幅だ
けシフトしている第３の方に１７３オクターブの幅だけ
シフトしている第３のセツティング（即ち、一点鎖線の
曲線６で示される中心周波数がｆ。１′のもの）である
。最も低い５個のフィルタ帯域を有するフィルタＦ＋　
のｆｃｉ＋　ｆ　Ｃ１′及びｆ　ｃｉ′の値を第３図の
表に示しである。即ち、帯域ｌの中心周波数の３通りの
可能性であって、これらの位置はこのレンジでの１７３
オクターブ帯域フイルタの中心周波数に正確に対応する
。これらの５個のフィルタだけの帯域を周波数軸に沿っ
てシフトできる。これはｍ＝５であることを意味する。

フィルタＦｉの帯域幅は自由に選べる力５、最小でも１
／３オクターブの幅を持たなければならない。

この幅は１オクターブの幅以下にとると好適である。

全てのフィルタＦ１　において、帯域内で利得Ａを調整
できる。これをフィルタＦＩ　について第２ｂ図に示す
。利得ＡはＯ（ｄＢ）の利得、即ち、１ｘの利得と、Ａ
ｉ（ｄＢ）の利得との間で、例えば、２　ｄＢのステッ
プで調整できる。このフィルタは減衰にも使え、同数の
２　ｄＢのステップで０　（ｄＢ）とＡｔ　（ｄＢ）の
間で調整できる。従って、Ａ、　＝　１２　ｄｂの場合
、第２ｈ図に見るように、１３個のフィルタ曲線が得ら
れる。

フィルタＦｌないしＦ、　（含む）の周波数軸に沿って
の特性のシフトは制御信号ｑ、ないしｑ、で夫々制御さ
れる。フィルタＦ１ないしＦ、（含む）での利得／減衰
は、夫々、制御信号Ｐ１ないしＰ。により制御される。

この目的でフィルタＦ１　に２個の制御信号Ｐｌ、　（
ｂ　（Ｑ≦ｌ≦ｍの場合）又は制御信号Ｐｔ（ｍ＜ｉ＜
４１の場合）を与える。

アナログフィルタの場合は、この信号によりフィルタの
利得（及びフィルタ内の周波数を決める要素、例えば、
可変コイル）を調整する。

ディジタルフィルタの場合は、制御信号Ｐ１（制御信号
ｐｉ、　ｑ＋）をメモリＭ、＋１ないしＭ。

（メモＩＪＭ、ないしＭ、、）に与える。但し、各メモ
リＭ１　は帯域フィルタＦ、に関連する。

ディジタルフィルタの一実施例を第４図に示す。

第５図は帯域フィルタＦ１　に関連するメモ’ＩＭｔの
内容を示す。

第４図に示すディジタルフィルタを用いると、第２図の
フィルタ特性を実現できる。入力端子２０を利得にの増
幅段２１を介して信号組合せユニット２２の一つの入力
端子に結合する。信号組合せユニット２２の出力端子を
、量子化器２３、Ｚ−１で示す遅延手段２４、利得ｂ１
の増幅段２５、第２の信号組合せユニット２６、量子化
器２７及び第２の遅延手段２８の直列回路に結合する。

遅延手段２４及び２８の出力端子から利得が、夫々、ａ
ｌ及びａ２である増幅段２９及び３０を介して、夫々、
第１及び第２の信号組合せユニット２２及び２６にフィ
ードバックをかける。

また遅延手段２８の出力端子から利得が−ｂ２の増幅段
３１を介して信号組合せユニット２２の一つの入力端子
にフィードバックをかける。また、入力端子２０を遅延
手段３２及び３３並びに利得−にの増幅段３４を介して
信号組合せユニット２２の一つの入力端子に結合する。

最後に、遅延手段３２の出力端子と、量子化器２７の出
力端子とを信号組合せユニット３５を介して出力端子３
６に結合する。

回路内の遅延手段は全て同じ遅延時間を有する。

要素２３及び２７はディジタル数のデータ流を所望のビ
ット量迄下げるのにディジタル装置で普通に用いられる
量子化器である。量子化器がディジタル数を、例えば、
２４ビツト迄下げる場合は、長さ３６ビツトのディジク
ル数を利を尋ｂ＋が、例えば、１２ビツト数で表わされ
る増幅段２５内の乗算の結果として信号組合せユニット
２６に与える。そして今度は量子化器２７がこれらの３
６ビツト数を２４ビツトのディジタル数に下げる。

第５ａ、　５ｂ及び５０図は、夫々、増幅段２９．３０
．２５゜３１並びに２１及び３４の利得に対応する係数
ａｌ＋ａ２＋ｂ、、ｂ２及びｋを示す（後者の２個が値
ｋを有する）。

一層具体的に言えば、中心周波数が２５Ｈｚ、　３１．
５８ｚ及び４０Ｈｚで帯域での利得が異なる場合である
。第５図は実際のメモ’ＪＬの内容を示す。制御信号ｑ
１がフィルタＦ１の特性が４０Ｈｚの中心周波数にセッ
トしなければならず、制御信号Ｐ１が帯域内で４　ｄＢ
の利得を実現すべき場合は、第５Ｃ図から明らかなよう
に、ａ＋＝２０４４．　ａ２＝２０４５．　ｂ＋４１及
びに＝１６７である。これらの係数はライン１４．１を
介してフィルタＦ１に与えられ、フィルタＦ、の電荷入
力端子７でのライン１１．１を介する電荷パルスの指令
で、これらはフィルタに蓄えられ、第４図の回路の増幅
段で所望の利得がセットされる。

第５ｄ図は３回の１３個の係数の組を具えるメモリ帽を
略式図示したものである。制御信号ｑ、はメモリＭＩの
所定の中心周波数に関連する部分、即ち、前述した例で
は右側の部分（制御信号ｑ１が４０　ｔｌ　ｚ又は関連
する部分を選択することを示す矢印４１参照）。

次に、制御信号Ｐ、がこの関連する部分から係数の組を
選択する。この組は前述した例では４　ｄＢの利得に関
連する。この係数の組はブロック４０で略式図示されて
いる。矢印４３は制御信号Ｐ１が４ｄＢ利１尋を選択す
ることを示す。

メモリＭ２ないしＭＩＩは同じようにフィルタＦ２ない
しＦ、内の種々の増幅段の係数を蓄える。メモＩＪＭ、
。、ないしＭ、、は一層小さい。蓋し、１個の中心周波
数の係数を蓄えるだけでよいからである。

これは、これらのメモリが、第５ｂ図に示したように中
心周波数ｆｃｉに関連する係数の１３個の組を蓄えるだ
けであることを意味する。

第４図に記載したフィルタは当該技術分野で既知である
。係数ａｌ＋　ａ２は所望のフィルタ特性に対して計算
でき、基本的には等しい。同じことは係数す、、　ｂ、
についても言える。これは回路が、夫々、ａ、とａ２及
びｂｌとｂ２に対して対称的なものである。

係数を次々にディジタルで表わすべき場合は、これらの
係数は普通の態様で丸められ、係数ａ１とａ２及びす、
とｂ２のディジタル表示も、夫々、等しくなる。

しかし、第５図は成る場合には、ａ、とａ２及びｂｌと
ｂ２が等しくないことを示している。この理由は、これ
らの場合、こうして得られるフィルタ特性は、ａ、とａ
２及びす、とｂ２が等しい場合よりも良好な所望のフィ
ルタ特性を近似できるためである。

以下に３個の状況を説明する。

１、　第１の状況では、計算の結果、例えば、係数ａ、
及びａ２がいずれも２０４５．２である。この値は２０
４５、２５より小さい。この場合、係数ａ１及びａ２の
いずれに対しても値２０４５をとる（第５ａ図の利得が
一４ｄＢと一２ｄＢの範囲参照）。

２、　第２の状況では、計算の結果、例えば、係数ａ１
及びａ２がいずれも２０４５．８である。この値は２０
４５、７５より大きい。この場合、係数ａ１及びａ２の
いずれに対しても値２０４６をとる（第５ａ図の利得が
＋４ｄＢと＋６ｄＢの場合参照）。

３、　第３の状況では、計算の結果、例えば、値２０４
５．６である。この値は２０４５．２５　と２０４５．
７５の間にある。この場合は、ａｌを２０４５に等しく
とり、ａ２は２０４６とする（第５ａ図の利得ＯｄＢと
２ｄＢの場合参照）。

代わりに、ａ、を２０４６とし、ａ２を２０４５とする
こともできる。こうすると第５ａ図の利得２ｄＢの所で
は、得られるｋの値が異なってくる。上述した状況は同
じように係数す、及びｂ２についてもあてはまる。

結果として、最初の２個の場合は従来技術で既知の帯域
フィルタが得られ、最後の場合は、所望のフィルタ特性
を一層良好に近似する新規な帯域フィルタが得られる。

このフィルタ特性は、係数ａ１とａ２及び係数ｂ１とｂ
２又はそのいずれか一方が最下位のビットである値１ｘ
だけ互いに異なることである。

第１３図のａとｂは、既知の計算法（第１３図のａ−係
数ａ１とａ２が互いに等しく、係数す、とｂ２が互いに
等しい）と、前述した計算法（第１３図のｂ−係数ａＩ
ｎ　ａ２＋　ｂｌ＋　ｂ２のいくつかの組ではこれらの
係数ａ、とａ２又はｂｌとｂ２が最下位のビットだけ互
いに異なる）で得られる異なるフィルタ特性を示す。

これは負の利得がＯｄＢないし一１２ｄＢの間で１ｄＢ
のステップで変化する中心周波数３１．５Ｈｚでのフィ
ルタ特性を実現したいという願望に関係する。このフィ
ルタは大かれ少なかれ帯域内で減衰を生ずる。

明瞭にするため、第１３図のａでは垂直軸が僅かに伸ば
され、この図でのフィルタ曲線の変化が一層明瞭に見え
るようになっている。明らかに、第１３図のｂのフィル
タ特性は、第１３のａのフィルタ特性よりもずっと第２
ｂ図のフィルタ特性に似ている。

第４図の回路の増幅段２９は信号組合せユニット２２の
入力端子からこの信号組合せユニット２２に至るフィー
ドバックのタッピング点３７迄の回路内に配置する。こ
うならば、利得ａ１は第１の信号組合せユニット２２の
出力端子から遅延手段２４及び関連するフィードバック
路を介して第１の信号組合せユニット２２に戻る回路の
利得を決める。しかし、こうなると増幅段２５の利得が
値す、／ａ、に変わり、第１の信号組合せユニット２２
の出力端子から遅延手段２４を介して第２の信号組合せ
ユニット２６に至る回路の利得がｂｌに等しくとどまら
ねばならない。

もう一つの方法は、増幅段２５を信号組合せユニット２
２とタッピング点３７との間に置くものである。

その場合増幅段２９の利得はａｔ／ｌ］＋に変え、信号
組合せユニット２２の出力端子から遅延手段２４及び関
連するフィードバック路を介して第１の信号組合せユニ
ット２２に戻る利得をａ、に等しくしなければならない
。増幅段３０又は３１を信号組合せユニ＝Ｚ）２６の出
力端子から遅延手段２８を介してクツピング点３８に至
る回路内に移すことについても同じような考察が必要で
ある。

帯域フィルタＦ１ないしＦ、、をセットするために、選
択回路８を設け、これをリード線１１．１ないし１１１
口を介して夫々の帯域フィルタＦ、ないしＦ、、の電荷
入力端子７に結合する。リード線１１．１ないし１１．
０を介して一個又は複数個の帯域フィルタをセツティン
グのために選択できる。ユニット９はフィルタＦ、ない
しＦ。の中心周波数をセツティングするための制御信号
ｑ１ないしｑ、をリード線１２を介して供給する。ユニ
ット１０は帯域フィルタＦ１ないしＦ、の利（尋をセツ
ティングするための制御信号Ｐ１ないしＰ、をリード線
１３を介して供給する。制御信号Ｐｌ（及びｑｌ；１≦
ｌ≦ｍ）がメモリＭｌないしＭ、、のアドレスを選択す
る。ディジタルフィルタの関連するセツティングのため
の係数はメモリのこのアドレスに蓄えられている。これ
らの係数はリード線１４．１ないし１４．０を介してフ
ィルタに与えられる。電荷入力端子７を介して一個又は
複数個のフィルタに加えられる選択信号、即ち、電荷信
号により新しい係数がフィルタに蓄えられ、従って、こ
のフィルタを再度セットする。

第１図の等化層１は手動調整可能な等化層の一例である
。この場合選択回路８並びにユニット９及び１０にノブ
（図示せず）を設け、これによりフィルタの選択、中心
周波数及び利得のセツティングをする。

第６図は入力端子２と出力端子３との間にｎ個の並列に
配置された帯域フィルタＧ１ないしＧ、、を具える等化
層６０を示す。フィルタの出力端子を加算回路６１を介
して出力端子３に結合する。

帯域フィルタＧ、の周波数特性を第７図の曲線６３で示
す。帯域の外では、フィルタはく非常に）大きな減衰を
示す（即ち、フィルタの利得は帯域内よりもずっと小さ
い）。帯域内ではフィルタの利得は大ざっばに見てＩＸ
である。隣り合う帯域フィルタの中心周波数間の距離は
１／３オクターブよりも大きい。第６図の実施例内のフ
ィルタＧ１の中心周波数は、例えば、１オクターブ離れ
ている。

第７図から明らかなように、フィルタＧ＋ないしＧ。

は各々周波数軸上の３個の位置で調整できる。

１／３オクターブ低い周波数の方にずれているフィルタ
特性は破線６４で示し、中心周波数はｆ　’ｃｉである
。一点鎖線６５は１／３オクターブ高い方の周波数の方
にずれているフィルタ特性を示す。中心周波数はｒ′ｃ
１である。第３図の表で述べた値はここでもｆｃｉ、　
ｆ’ｃｉ及びｆ　　’ｃｌにあてはまる。周波数軸に沿
ってのフィルタＧ１ないしＧｆｆｉの特定のずれはユニ
ット９からリード線１２を経て供給される制御信号上な
いしｑ、により制御される。フィルタＧ、の利得ａ、は
このフィルタと直列に入っている増幅器の利得により決
まる。これを（フィルタＧ１についてだけ）第６図に示
す。全てのフィルタＧ＋　がこのように構成できる。要
素６６自体が周波数軸に沿ってシフトで・きるこのフィ
ルタ特性を与え、増幅器６７が利？ＩＡ＋を与える。

各フィルタの利得はユニット１０から供給される制御信
号Ｐ、ないしＰ、、により制御される。ユニット１０は
リード線１３を介して直接フィルタ内、の増幅器（フィ
ルタＧ、内の増幅器６７）を制御する。これらのフィル
タがディジタルフィルタとして構成されている場合は、
これらのフィルタＧ１ないしＧ、ＩがメモリＭ、ないし
Ｍ、を有し、各メモリがフィルタの（３個の）調整に必
要な数、即ち、３組と同数の係数の組を蓄えている。こ
の場合も信号ｑ２がアドレス信号となり、メモリＭ１　
内の一個のアドレスを選択し、その後でメモリのこのア
ドレスの内容をリード線１４．１ないし１４９ｍを介し
て（Ｇ、内のフィルタ６６のような）フィルタに与える
。次に、フィルタＧ、の所望のセツティングをするため
のフィルタ係数を（１≦ｌ≦ｍのフィルタだけであるが
）選択回路８により発生させられた電荷信号を介してリ
ード線１１．ｌを使いフィルタＧ、の電荷入力端子７に
与える。そしてこのフィルタの正しい利得をセットする
。

明らかに、フィルタＧ１１１０１　ないしＧｆｆｉのフ
ィルタ係数は一定であり、従って、これらのフィルタに
ついてはフィルタ係数を蓄えるメモリを必要としない。

帯域フィルタＧ、ないししのディジタルの実施例を説明
しなかったが、それは第１図のフィルタＦ１　に類似す
るディジタルフィルタを作ることは当業者には既知であ
るからである。

第１図の帯域フィルタＦ１及び−やＩ並びに第６図の帯
域フィルタＧ、及び６□１間の引き継ぎを改良するため
に、フィルタＦ、。１及び６１．１の下側のしゃ断周波
数を変えられるようにすると好適である。これをフィル
タＦ、や、については第８図のａに示し、フィルタＧ□
１については第８図のｂに示す。この第８図は明らかに
周波数ｆ。にふぃて−３ｄＢとなる下側の帯域限界周波
数を一層下の周波数、即ちｆｏ′の方にも、また一層上
の周波数ｆ０ｔの方にも、夫々、フィルタＦ、及び６□
の中心周波数ｆｃｍのシフト次第で動かせることを示し
ている。これは、第１図の実施例についていえば、メモ
リＬＳＩを拡張し、フィルタＦ□、の固定した利得にお
けるフィルタＦ□１の下側帯域限界周波数の３個の位置
に対して３組のフィルタ係数を蓄えられるようにしなけ
ればならないことを意味する。その他に、制御信号ｑ□
１　（第１図には図示せず）を付加的にメモ！Ｊ　Ｍｌ
ｌ＊１　に加えねばならない。このメモリＭ□１は付加
的制御信号ｑ□ｌ　（同じように第６図には図示せず）
により制御され、再びフィルタ６□１の下側帯域限界周
波数の３個の位置に対する３組のフィルタ係数を蓄える
。

フィルタＦ□１及びＧ、。１の下側帯域限界周波数ｆ。

の位置、例えば、フィルタＦ、及びＧ、の中心周波数ｆ
ｅｌｌの位置と結合し、ｆｅｎからｆｃｍ′とｆ０′の
方にシフトし、ｆｃｌｌからｆｃｓ′へのシフト（即ち
、上側周波数へのシフト）の場合ｆ０がｆ。′の方にシ
フトし、高い周波数の方へシフトする。第１図。

第６図の２個の実施例の場合これは選択回路８及びユニ
ット９を操作することにより手でセットできる。

しかし、フィルタＦ、及びＧ、の（手動）セツティング
は、夫々、フィルタＦ□１及びＧ１１＋　１　のセツテ
ィングに結合し、フィルタＦ、及びＧ、の中心周波数の
シフトの場合は、夫々、フィルタＦ□１．及びＧ、や、
の下側しゃ断周波数もこれと一緒に自動的にシフトする
。これは第９図及び第１０図に示す。

下側帯域限界周波数が可変の当該フィルタにこれらの図
においてダッシュをつけた記号で示す。

第９図は第１図の実施例の関連する部分を示す。

帯域フィルタＦ′、。、に関連するメモリはこの場合、
前述したところと異なるのでｌ　７つ。、により示す。

メモ’ＪＭ’ｍ＋１はメモＩＪＭ、〜しと同じ構造をし
ており、サイズも同じである。加えて、このメモリはア
ドレッシングのための制御信号ｑヵや。

を受は取る。また、第１図の選択回路８からの選択信号
１１．、。１をＯＲゲート７０を介して帯域フィルタＦ
　’＋、＋１の電荷入力端子７に加える。ＯＲゲート７
０の他方の入力端子は選択信号１１０ｍを受は取る。

選択信号１１．、、、はまたメモリ７２の電荷入力端子
７１にも加えられる。ユニット１０からリード線１３を
介してメモリ７２の一つの制御入力端子に制御信号りが
加えられる。このメモリ７２は制御信号Ｐ、。１を蓄え
、制御信号Ｐａ１１を出力してフィルタＦ　’ｍ＋＋の
利得をセツティングする。回路の動作は次の通りである
。フィルタＦ　’＋１４１が選択回路８を介して選択さ
れた時、即ち、リード線１１．　、、、に論理「１」が
現われた時、フィルタＦ′、ヤ、の下側限界周波数及び
利得の両方がユニット９及び１０を動作させることきに
よりセットされる。而してこの選択信号１１．、、、が
このメモリ７２に蓄えられる。

うして、フィルタＦ、のセツティングと独立に、フィル
タＦ′１．１をセツティングできる。次にフィルタＦ、
を選択すると、選択信号１１．ｍが論理「１」となる。

今度はフィルタＦ、をユニット９及び１０により任意に
セットできる。選択信号１１．１はまたＯＲゲート７０
を介してフィルタＦ□１の電荷入力端子７にも加えられ
るから、フィルタＦ′ユ。。

の下側帯域限界周波数ｆ。もフィルタＦ、の中心周波数
ｆ０の調整と同時に調整される。具体的に言えば、ｆｃ
Ｉｌがｆ′。、の方にシフトすると、ｆＯはｆ。′の方
にシフトする。この時フィルタＦ′□１の利得は変わら
ない。蓋し、フィルタＦ′□、の利得を決めるメモリ７
２の内容が変わらないからである。

第１０図は第６図の実施例の関連する部分を示す。

この場合帯域フィルタＧ　’＋ａ＋Ｉ　にもメモ！Ｊ　
Ｌ＋＋を設ける。このメモ’ＪＭヮヤ、は３組のフィル
タ係数を蓄え、フィルタＧ′、。１の下側しゃ断周波数
を３通りに調整する。第９図の回路におけるのと同じよ
うに、２個の選択信号１１．１及びｉｔ、、、、がＯＲ
ゲート７０を介してフィルタＧ′１．１の電荷入力端子
７に加えられる。メモリ７２がユニット１０からフィル
タＧ′、。１の制御入力端子７３に至るリード線１３内
に存在し、電荷入力端子７１に与えられる選択信号１１
．−＋＋　の指令で制御信号Ｐ、。１を蓄える。

第１０図の回路の動作は第９図の回路の動作とおなしで
ある。

第８図のａ及びｂはフィルタ特性は、高域フィルタと低
域フィルタを直列に設け、高域フィルタのしゃ断周波数
を可変とし、低域フィルタのしゃ断周波数を固定とする
ことにより実現できる。

フィルタＦ′、ヤ１及びＧ′、。１のディジタルの実施
例は示さなかった。蓋し、このようなフィルタの設計は
当業者には既知であるからである。

第１１図は自動等化層を略式図示したものである。

この目的で、等化層、例えば、第１図の等化層に空間８
１内に置かれたラウドスピーカ８０の形態をした電気−
音響変換器ユニットを設ける。また、例えば、マイクロ
ホン８２の形態をした検出手段を設け、このマイクロホ
ン８２を空間外に置かれた周波数分析ユニット８４の入
力端子８３に接続する。自動等化層全体の入力端子８９
を周波数分析ユニット８４のもう一つの入力端子８５に
接続する。

前述したように、このような回路は一般にラウドスピー
カ８０から空間８１内に放射される音響信号を均一化せ
しめるものとして知られている。入力端子８１及び８５
に与えられる信号のスペクトルから出発して伝達関数を
周波数分析ユニット８４で導き出し、その後でこの得ら
れた伝達関数を用いて制御信号８６を導き出し、これを
等化層１に加えてフィルタをセツティングする。

既刈の自動等化器で行われる伝達関数から制御信号を導
き出すことの詳細な説明は本願人の名による公告欧州特
許願第Ｅ　Ｐ　１１９．６４５号に見ることができる。

第１１図の等化層は、等化層１を制御するための種々の
制御信号を周波数分析ユニットで導き出さねばならない
点で異なる。実際には、これは周波数分析ユニットがＥ
Ｐｌｌ、９，６４５に述べられている態様で得られる伝
達関数Ｈ，ｙ（ｆ）から出発して制御信号Ｐ、ないしＰ
。及びｑｌないしｑ。並びに選択信号１１．１ないし１
１．０を発生させねばならないことを意味する。

一般に、この方法は周波数分析ユニット８４で、振幅及
び多分に位相の点で前述した伝達関数）＋１１Ｙ（ｆ）
を導き出し、リード線８６を介して等化層１に与えるべ
き制御信号を導き出すことを含意する。

この制御信号の影響の下に等化層は振幅及び多分に位相
の点で伝達関数ＨＭｙ（ｆ）のできるだけ逆である伝達
関数Ｈ，ｙ−’　（ｆ）を作る。ディジタルの実施例の
場合は、これは周波数分析ユニット８４がディジクルフ
ィルタの係数を供給し、できるだけ満足な全伝達関数Ｈ
Ｍｙ−’（ｆ）を振幅及び多分に位相の点で造り、でき
るだけ最適に近似させる。この最適な近似は、例えば、
最小二乗誤差法を用いる既知の曲線あてはめ技術により
実現でき、伝達関数Ｈ，，（ｆ）の逆の最適近似を得る
。

第１２図のａは伝達関数Ｈ，ｙ（ｆ）の−例を示したも
のである。これは等化層１の周波数特性を平坦にセツテ
ィングするために得られるものである。

第１２図のａは全周波数レンジの低周波部での振幅伝達
関数を示したものである。周波数分析ユニット８４はこ
のような制御信号を等化層１に供給し、等化層１ででき
るだけこの伝達関数Ｈ，ｙ（ｆ）の逆になるように周波
数特性をセットする必要がある。

第１２図のｂはこの低周波部内に存在するフィルタＦ１
ないしＦ５の中心周波数ｆａｔないしｆ。５の位置を示
す。

２０Ｈｚないし７００Ｈｚであるこの低周波部で伝達関
数は５個の山と谷を有する。これらの山と谷は第１２図
のａではｆｌないし［５という符号を付されている。こ
の時周波数分析ユニット８４はＨ，、（ｆ）の山と谷が
できるだけフィルタＦ、ないしＦ５の中心周波数と一致
するような制御信号８６を供給する。これは、周波数分
析ユニット８４がフィルタＦ１に中心周波数がｆｃｌ′
の方にシフトさせる制御信号ｑ１を与え、フィルタＦ２
及びＦ３に中心周波数をその位置にとどめさせる制御信
号ｑ２及びｑ３を与え、フィルタＦ、及びＦ５に中心周
波数を、夫々、値ｆｃ４′及びｆｃｓの方にシフトさせ
る制御信号ｑ、及びｑ５を与えることを意味する。

伝達関数Ｈ，ｙ（ｆ）の平均値が値Ｈ１にあると仮定す
ると、周波数分析ユニットはフィルタＦ、、　Ｆ３及び
Ｆ、に、これらの３個のフィルタ全部が減衰を与える、
即ち、１より小さい利得を有し、減衰の大きさが勿論周
波数ｆ、、　ｆ、及びｆ５におけるＨ、、、　（ｆ）−
Ｈ，の大きさに依存するような制御信号（ＰＩ、Ｐ３及
びｐｓ）を与える。制御信号Ｐ２をフィルタＦ２に与え
、フィルタＦ２が増幅をし、即ち、１より大きな利得を
有し、この利得の大きさが周波数ｆ２におけるＨｆｆｉ
−Ｈ，ｙ（ｆ）の大きさに依存するようにする。周波数
分析ユニット８４はフィルタＦ４に制御信号Ｐ４を与え
、利得が（約）　ｌｘとなるようにする。

固定フィルタＦ５ないしＦ、１の制御については更に説
明しない。蓋し、この制御は既知の制御方法で行なえる
からである。

注意すべきことは、特許請求の範囲で規定される本発明
の範囲を逸脱せずに図示した実施例を種々に変更できる
ことである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、等化層の第１の実施例のブロック図、第２図
は、帯域フィルタの周波数特性を示したもので、第２ａ
図は周波数軸に沿ってシフトさせた２個のフィルタ特性
を示し、第２ｂ図は中心周波数は同じであるが、フィル
タの利得を変えたいくつかの周波数特性の図、 第３図は、５個の調整可能なフィルタの中心周波数を与
える図、 第４図は、第２図に示した特性を有するフィルタのディ
ジタルの実施例のブロック図、第５図は、中心周波数が
調整可能なディジタルフィルタに関連するメモリの内容
を示す図、第６図は、第２の実施例のブロック図、第７
図は、第６図の実施例に含まれている調整可能なフィル
タの周波数特性の図、 第８図は、下側のしゃ断層波数を調整できるフィルタの
２個の周波数特性の図、 第９図及び第１０図は、第１及び第６図の実施例の拡張
の示すブロック図、 第１１図は、自動等化層の一実施例のブロック図、第１
２図は、第１１図の自動等化器の特性を示す説明図、 第１３図は、ａが既知の計算方法、ｂが新規な計算方法
で得られるフィルタ係数を有するフィルタのいくつかの
周波数特性を示す線図である。 １・・・等化層　　　　　　２・・・入力端子３・・・
出力端子　　　　　７・・・電荷入力端子訃・・選択回
路　　　　　９．１０・・・ユニット１１、１２．１３
・・・リード線　　２０・・・入力端子２１・・・増幅
器　　　　　　２２・・・信号組合せユニット２３・・
・量子化器　　　　　２４・・・遅延手段２５・・・増
幅器 ２６・・・第２の信号組合せユニット ２７・・・量子化器　　　　　２８・・・第２の遅延手
段２９〜３１・・・増幅器　　　　３２．３３・・・遅
延手段３４・・・増幅器　　　　　　３５・・・信号組
合せユニット３６・・・出力端子　　　　　３７．３８
・・・タッピング点４０・・・係数の組　　　　　４１
．４３・・・矢印６０・・・等化層　　　　　　６１・
・・加算回路６６・・・増幅器　　　　　　７０・・・
ＯＲゲート７１・・・電荷入力端子　　　７２・・・メ
モリ８０・・・スピーカ　　　　　８１・・・空間８２
・・・マイクロホン　　　８３・・・入力端子８４・・
・周波数分析ユニット ８５・・・入力端子 ８６・・・制御信号（リード線） ８７・・・全体の入力端子 １頁の続き 発　明　者　　ヤコブ・マリア・ファ　　オランダ国５
６２１　　ベー。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力端子に与えられる電気信号の周波数特性を変え
   、出力端子へ周波数特性が適合された電気信号を与える
   ために、帯域が所定の周波数レンジで互いに近接して位
   置する複数個の帯域フィルタを具え、隣どうしの帯域を
   有するフィルタの中心周波数どうしの距離が上記帯域フ
   ィルタの周波数と少なくともほぼ同じ周波数に位置する
   隣どうしの帯域を有する１／３オクターブフィルタの中
   心周波数どうしの間の距離よりも大きい等化器において
   、少なくとも帯域が周波数レンジの低周波部に位置する
   帯域フィルタの中心周波数を変えられるように構成した
   ことを特徴とする等化器。 ２、少なくとも帯域が周波数レンジの低周波部に位置す
   る帯域フィルタの中心周波数を最大で隣あう帯域を有す
   るフィルタの中心周波数からの距離の半分上方及び下方
   にシフトさせられるように構成したことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の等化器。 ３、シフトさせられない状態での帯域フィルタの中心周
   波数を少なくとも約１オクターブ幅だけ離す特許請求の
   範囲第２項記載の等化器において、フィルタの中心周波
   数どうしを最大で１／３オクターブ幅だけ下方及び上方
   にシフトさせることができるようにすることを特徴とす
   る等化器。 ４、帯域が周波数レンジの残りの部分にあるフィルタが
   固定した中心周波数を有し、帯域が低周波部にあり、最
   高の中心周波数を有するフィルタの帯域のすぐ上に帯域
   が位置するこの隣りの部分内のフィルタの下側帯域限界
   周波数を可変とすることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項、第２項又は第３項に記載の等化器。 ５、帯域が低周波部にあり、最高の中心周波数を有する
   フィルタの中心周波数が、夫々、低い方及び高い方にシ
   フトする場合下側帯域限界周波数が下方及び上方にシフ
   トすることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の等
   化器。 ６、帯域フィルタをディジタルフィルタとして形成し、
   少なくとも帯域が低周波部にある帯域フィルタに各々関
   連するメモリを設け、帯域フィルタを種々にセッティン
   グするのに必要なのと同じ数の組のディジタルフィルタ
   のフィルタ係数を蓄え、各メモリの出力端子を関連する
   帯域フィルタの係数入力端子に結合し、メモリ及びフィ
   ルタの制御入力端子に加えられる制御信号の影響下に一
   組のフィルタ係数をフィルタに与えることを特徴とする
   特許請求の範囲前記各項のいずれか一項に記載の等化器
   。 ７、更に、 −電気出力端子に結合され、等化器の電気出力信号を音
   響信号に変換する電気−音響トランスデューサユニット
   と、 −音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信
   号を発生する検出手段と、 −第１の入力端子が等化器の入力端子に結合され、第２
   の入力端子が検出手段の出力端子に結合され、出力端子
   が等化器の制御入力端子に結合されていて制御信号を供
   給する周波数分析ユニットを具える特許請求の範囲前記
   各項のいずれか一項に記載の等化器において、周波数分
   析ユニットが帯域が低周波部にある帯域フィルタに制御
   信号を与え、フィルタの利得及び中心周波数をセッティ
   ングするようにしたことを特徴とする等化器。 ８、周波数分析ユニットの出力端子をメモリ及びフィル
   タの制御入力端子に結合したことを特徴とする特許請求
   の範囲第６項に従属する限りでの特許請求の範囲第７項
   記載の等化器。 ９、帯域フィルタが、第１の信号組合せユニット、第１
   の遅延手段、第２の信号組合せユニット及び第２の遅延
   手段の直列回路を具え、２個の遅延手段の出力端子を、
   夫々、第１及び第２の信号組合せユニットの入力端子に
   フィードバックし、第２の遅延手段の出力端子はまた第
   １の信号組合せユニットの入力端子にもフィードバック
   することを特徴とする特許請求の範囲前記各項のいずれ
   か一項に記載の等化器。 １０、第１の信号組合せユニットの出力端子から第１の
   遅延手段及び関連するフィードバック路を介して第１の
   信号組合せユニットに至る回路のループ利得を表わす第
   １の利得と、第２の信号組合せユニットの出力端子から
   第２の遅延手段及び関連するフィードバック路を介して
   第２の信号組合せユニットに至る回路のループ利得を表
   わす第２の利得とに対応する２個の係数間の差が、これ
   らの係数が表わされ且つ関連する係数の符号が無視され
   る場合、又はそのいずれか一方の時の最小単位に等しく
   、第１の信号組合せユニットの出力端子から第１の遅延
   手段を介して第２の信号組合せユニットの入力端子に至
   る回路の利得を表わす第３の利得と、第２の信号組合せ
   ユニットの出力端子から第２の遅延手段及び関連するフ
   ィードバック路を介して第１の信号組合せユニットの入
   力端子に至る回路の利得を表わす第４の利得とに対応す
   る２個の係数間の差がこれらの係数が表わされる最小単
   位に等しいことを特徴とする特許請求の範囲第９項記載
   の等化器。 １１、入力端子が、第１の信号組合せユニットと、第１
   の遅延手段と、第２の信号組合せユニットと、第２の遅
   延手段との直列回路に結合され、第１及び第２の遅延手
   段の出力端子が関連するフィードバック路を介して、夫
   々、第１及び第２の信号組合せユニットの入力端子に結
   合され、第２の遅延手段の出力端子が第１の信号組合せ
   ユニットの入力端子にもフィードバックされる帯域フィ
   ルタにおいて、第１の信号組合せユニットの出力端子か
   ら第１の遅延手段及び関連するフィードバック路を介し
   て第１の信号組合せユニットに至る回路のループ利得を
   表わす第１の利得と、第２の信号組合せユニットの出力
   端子から第２の遅延手段及び関連するフィードバック路
   を介して第２の信号組合せユニットに至る回路のループ
   利得を表わす第２の利得とに対応する２個の係数間の差
   が、これらの係数が表わされ且つ関連する係数の符号を
   無視する場合又はそのいずれか一方を行なう時の最小単
   位に等しく、第１の信号組合せユニットの出力端子から
   第１の遅延手段を介して第２の信号組合せユニットの入
   力端子に至る回路の利得を表わす第３の利得と、第２の
   信号組合せユニットの出力端子から第２の遅延手段及び
   関連するフィードバック路を介して第１の信号組合せユ
   ニットの入力端子に至る回路の利得を表わす第４の利得
   とに対応する２個の係数間の差がこれらの係数が表わさ
   れる最小単位に等しいようにすることを特徴とする帯域
   フィルタ。 １２、第１及び第２の利得に対応する２個の係数の計算
   値並びに第３及び第４の利得に対応する２個の係数の計
   算値又はそのいずれか一方であって、これらの計算値が
   符号を無視すると第１及び第２の利得並びに第３及び第
   ４の利得に等しい場合の計算値が、それ自体完全に、こ
   の計算値の直下及び直上の２個のディジタル数により限
   られる値の領域内に納まる部分領域内に位置する場合、
   一方の係数が一方のディジタル数に等しく、他方の係数
   が他方のディジタル数に等しいことを特徴とする特許請
   求の範囲第１１項記載の帯域フィルタ。