JPS62132183A - デジタル周波数弁別器と複合ｖｏｒ信号への該弁別器の使用方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデジタル周波数弁別器に関するものであって、
これは変調周波偏倚ΔＦで搬送波を周波数変調する周波
数Ｆの少なくとも１つの低周波正弦波信号を周波数ｆ０
の搬送波から抽出することを意図しており、こ＼でｆｏ
とΔＦの値は既知である。

さらに本発明は複合ＶＯＲ信号に含まれている基準位相
として知られた位相を探索するための弁別器の使用方法
に関するもので、この信号は基準位相を与える３０Ｈｚ
正弦波信号の逐一復元（ｐｏｉｎｔ　ｂｙｐｏｉｎｔ　
ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）により搭載ＶＯＲ−ＩＬＳ（
ｏｎ−ｂｏａｒｄ　ｖｅｒｙ−ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ　ｏｍｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｒａｄｉｏ　
ｒａｎｇｅ　−４ｎｓｔｒｕｍｅｎｔ　ｌａｎｄｉｎｇ
　ｓｙｓｔｅｍ　：搭載超短波全方向無線標識・計器着
陸方式）によって受信されている。

現在まで使用されている大抵の周波数弁別器はアナログ
弁別器である。それらは特に無線航法に使用されている
。例えば、線形の周波数変調連続波型の無線高度計では
、送信された信号の変調ライン（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
　１ｉｎｅ）の傾斜を制御するフィードバック系中に弁
別器を含ませることにより、送信波と受信反射波の間で
差ビート周波数ｆｂをあらかじめ決められた値の一定の
セット周波数ｆｂ。

で保持する技術が知られている。はｙ゛線形特性に従っ
て、周波数ｆ、とセント周波数との間の差を与える機能
を有するこの弁別器は、その各々が弁別されるべき信号
を受信する２つの処理システムから基本的に構成されて
いる。各処理システムは、絶対値検出器を伴なうｆ、。

−δｆ（およびｆ、。＋δｆ）にそれぞれ中心を置く帯
域フィ°ルタを含んでいる。

このようにして得られた２つの信号はお互に引算され、
合成信号は低域通過フィルタを通してフィルタされる。

Ｓ字形特性の振幅・周波数曲線はこのように得られ、π
／２に等しい位相シフトのいずれかの側で、その中心部
分は実質的に線形である。ブイ・カペリニとニー・ジー
・コンスタンチニ（ｖ、　Ｃａｐｅｌｌｉｎｉ　ａｎｄ
　Ａ、Ｇ、　Ｃｏｎ５ｔａｎｔｉｎｉ）の著書、「デジ
タル信号処理（Ｄｉｇｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ）Ｊ、エルスヴイア・サイエンス・パブリ
ッシャー・ビー・ブイ（Ｅｌｓｅｖｉｅｒ　５ｃｉｅｎ
ｃｅ　Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒ　Ｂ、Ｖ、）　　、（化オラ
ンダ　１９８４年）出版、頁６３２〜６３７から、−上
述のアナログ弁別器の構造をデジタル的に置換える技術
が知られている。この構造を形成する６つの要素はこの
ようにデジタル的に作成され、これは例えば量産中の調
整が容易であると言うようないくつかの利点を持ってい
る。このようにして以前に述べられたＳ字形特性曲線が
再び得られる。

しかしこのデジタル弁別器はその線形性が制限されてい
ると言う欠点を有している。また、このようにして達成
されたフィルタリングは大きな計算量を必要とし、そし
て無線高度計のビート信号の場合のように、弁別するよ
うに求められている前縁を有する連続周波数スペクトル
に対してたとえ受入れ可能であっても、得られた結果は
、例えばＶＯＲ−Ｉ　ＬＳ信号の復調によって信号周波
数ラインの弁別器が要求される場合に低いパフォーマン
スしか持たぬこと＼なる。

本発明の目的は、デジタル処理の助けを借りて、周波数
変調された搬送波で送信された少なくとも１つの低周波
信号の再構成を可能にするデジタル弁別器を作成するこ
とである。

本発明の別の目的は優れた直線性を有するデジタル弁別
器を作成することである。

本発明のまた別の目的はデジタル弁別器によって実行さ
れた計算の量を減少させることである。

これらの目的は次の事実によって達成されている。すな
わち、冒頭の記事で本発明によって特定されたタイプの
デジタル弁別器は、 プレフィルタリングを受けるか受けずして、　・ｆｅ＝
４ｆ、のような周波数ｆ、で変調された上記の搬送波の
デジタルサンプル×７を受信すること、およびそれは解
析窓（ａｎａｌｙｓｉｓ　ｗｉｎｄｏｗ）を形成するＮ
個の（それは設定可能である）連続デジタルサンプル×
７を２つの引続く時刻ｔ９とＬｑ＊１の間で累算する累
算手段、 によって定義された係数ＲＯ１＋　ＲＯ２＋　ＲＩＩ＋
　ＲＩ２およびＩ？ｚｚを蓄積する第１蓄積手段、 上記の係数をフォーマティングする手段、Ｒ＋＋Ｒｚｚ
　　Ｒ２＋ｚ によって定義されたＩａｌを計算する第１手段を特徴と
し、 こ−で量ａ＋は、最近接乗算係数（ｎｅａｒｅｓｔｍｕ
ｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｖｅ　ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）
まで、上記の提案された低周波正弦波信号を表わす曲線
上の点の縦座標に類似し、 かつ、ａｌの値は蓄積の第２手段に転送され、その後で
上記の低周波正弦波信号の次の点は時刻ｊｑ＋１に続く
Ｎ個のサンプルから決定されることを特徴としている。

上記の低周波正弦波信号の逐一復元を実行するために行
なわれた計算は、単純２次数学モデルの選択から生じ、
今後詳細に説明される仮定を簡単化している。係数をフ
ォーマティングする目的は、係数Ｒ（ｉｌｌ　Ｒｏｚ＋
　ＲＩＩ＋　ＲｔｚおよびＲ２Ｚが宣言された値になり
得る考慮された点の決定に充分大きな値を有するかどう
かを各蓄積点について調べること、および肯定的に、ｉ
ａ　＋を決定するためにこれらの係数に実行された次に
続く計算を容易にすることである。

本発明による弁別器の好ましい具体例は、Ｒｔ＋Ｒｔｚ
　　Ｒｔｚ” によって定義された量ａ２を計算する第２手段をまた含
むことを特徴として、こ＼で量ａ２は収斂指示子（ｃｏ
ｎｖｅｒｇｅｎｃｅ　１ｎｄｉｃａｔｏｒ）として使用
されており、 そして、この目的で、上記のデジタル周波数弁別器は量
ａ、を２つのしきい値ｓＩ（！：ｓｔと比較する手段を
含み、これらのしきい値はｉａｌが唯一確認され、かつ
、もしＳｔ＜ａｇ＜３２なら上記の第２蓄積手段に転送
されるように設定することができることを特徴としてい
る。

ｓ、と３２に与えるべき値は処理すべき有用な信号の振
幅に依存している。大抵の周波数の場合、マイクロ波信
号は雑音を含み、信号対雑音比のある値以下では、低周
波信号の弁別は最早や可能ではないと考えられている。

従ってしきい値ｓ１とｓ２の決定は受信された有用信号
の電力およびこの信号と混合された雑音の電力について
の装置のテストから生じている。

本文の上記の記事で述べられたようなＶＯＲ信号に対す
る弁別器の特に有用な使用方法は、本発明によると、３
次より小さいかあるいは３次に等しいアナログ１方向フ
イルタ（ａｎａｌｏｇ　ｏｎｅ−ｗａｙｆ　ｉ　ｌ　ｔ
ｅｒ）を通るＶＯＲ信号の９９６０Ｈｚ搬送波のフィル
タリングによって得られた３３２０Ｈｚの搬送波に印加
された、１３２８０Ｈｚに等しいサンプリング周波数に
よって特徴付けられ、こ−でこのアナログ一方向フィル
タの通過帯域は０と１０６００Ｈｚの間にあり、かつそ
の遷移帯域は１０６００Ｈｚと１５９６０Ｈｚの間にの
びており、 周波数２６２６０Ｈｚの１方向フイルタの出力において
得られた信号のサンプリングによって、およびその高域
通過出力が上記のデジタル弁別器の入力に接続された４
つの別個の係数を有する半相域（ｈａ　Ｉｆ　−ｂａｎ
ｄ）フィルタを通るサンプルのフィルタリングによって
特徴付けられている。

搬送波の周波数をその値の３分の１に減少することでサ
ンプリング周波数をごのように低下することにより、デ
ジタル弁別器によって実行されなくてはならぬ計算の量
は従って低下される。

これはすべて例として与えられたものであるが、添付の
図面を参照して与えられた以下の説明は、いかに本発明
が実行されるかのより良い理解を与えるであろう。

解くべき技術的問題は、デジタル処理によって周波数ｒ
０の搬送波の周波数変調によって送信された周波数Ｆの
低周波信号ｙ　（ｔ）を見付けることからなっている。

この低周波数変調信号は以下のような簡単な形に書かれ
ている。

ｙ（１）＝　ａ　ｓｉｎ　（ωｔ＋ψ）（１）こ−で ａは振幅 ω＝２πＦは角周波数 ψは原点における位相 である。

サンプリング時刻ｉにおける離散形では、式（１）は次
のように書ける。

ｙ五　　＝ａｓｉｎ（２π　−ｉ　＋　ψ）ｆｅ 、−一でｆ、はサンプリング周波数であり、サンプリン
グ期間ΔＴの逆数である。

ｙ（ｔ）によって周波数偏倚ΔＦで搬送波に行なわれた
周波数変調は以下のような特徴を持っている。

すなわち、被変調搬送波の瞬時周波数ｆｉｎはｆｔ、１
＝ｆｏ　＋ΔＦｙ（ｔ） あるいはデジタル形では ｆ、　＝ｆｏ　＋ΔＦＶ、１（２） で表現される。

従って、時刻ｔにおける位相φ（１）はφ＝　２πｆｏ
Ｌ　＋　２πＦ　ｆ　　ｙ（ｕ）ｄｕであり、これはサ
ンプリング時点ｎにおいて離散形式 に書くことができる。時点ｎにおける位相は、簡易化表
現 によって時点（ｎ−１）における位相と結び付けられて
いることが分ろう。

従って、周波数変調された搬送波の表現は、であり、も
しこの信号がデジタル形式に符号化されるなら、 であり、こ５でｂは振幅、αは原点における位相である
。

連続するＶｎ　、すなわち変調信号の復元が要求されて
いる。以下に説明される信号のデジタル処理プロセスの
基本的仮定は、瞬時周波数ｆ、　　（式（２）を見よ）
がＴ＝１／Ｆに対して短期間にわたって変動しないと言
う近似を行なうことからなっていシ′３．換言すれば、
ｆ７はＮ、　−Ｎ／２≦ｎ≦Ｎｏ＋Ｎ／２であるような
ｎに対して、もしＮが小さいなら第１近似として一定値
ｒに等しい。これらの条件の下で、生起した問題は正弦
波の逐一評価（ρｏｉｎｔ　ｂｙｐｏｉｎｔ　ｅｓｔｉ
ｍａｔｉｏｎ）によって集約されている。従って、もし
ｒが評価されるべき周波数の値であり、Ω＝２πｆｌＪ
Ｔが関連した準角周波数（ｐｓｅｕｄｏ−ｐｕｌｓａｔ
ｉｏｎ）であるなら、第１次近似として以下のように書
けよう。

Ｚ、　＝ｂ　ｓｉｎ　（ｎΩ＋（Ｘ　＞　　　　　　　
（４）るからである。

３角法の公式 ％式％ によって、以下のように表わされる。

５ｉｎ（ｎΩ＋α）　　＋　ｓｉｎ　（（ｎ　　２）Ω
＋α〕＝　２ｃｏｓΩｓｉｎ　（（ｎ−１）Ω＋α〕あ
るいはまた、 Ｚｎ　　＋Ｚ１１−２　　”’　　２　ＣＯ５Ωｚ、−
１（５）となる。

信号は雑音のある環境で受信され、問題はΩを決定する
こと、従って信号対雑音比Ｓ／Ｎの信号の極端に変動す
る条件の下で（このＳ／Ｎ比は例えば５０ｄＢからＯｄ
Ｂまで変る）、式（２）によって単なる観測からｙ、ｌ
を決定することにある。これに対し、各サンプルは雑音
を有し、時刻ｎΔＴでＺ、ｌ　　＋　　　ｌ）、　　　
冨　　Ｘ。

が得られ、こ−でＸ、は弁別器の入力信号のデジタルサ
ンプルであり、ｂｆｉはこのサンプルと関連する雑音の
量であり、これは Ｚ、ｌ＝　Ｘｎ　　　ｂ、％ を！ｊえることが考慮されている。

そこで式（５）は Ｘｎ＋Ｘ＋１−２　　”　　２　ｃｏｓΩｘｎ−１千８
７（６）と書け、もっと正確には Ｘ、　＋　ｐ”Ｘ１１−２″＝　２ｐ　ｃｏｓΩＸｎ−
１＋ε７（６）〆と書ける。こ−でｐはｌに近い複素数
のモデュラス、ε７は下に示すように元の雑音から到来
し、かつ「に中心を置く帯域通過フィルタを通してフィ
ルタされた雑音の量を表わしている。

’ｎ　＝　ｂ、、＋ｂ、、−ｚ　　２　ｃｏｓΩｔｌｎ
−１（７）３つの引続くサンプル式（６）あるいは式（
６）′間の関係である循環（ｒｅｃｕｒｒｅｎｃｅ）は
システムの２次のモデリングを表わしていおり、これは
弁別器の入力信号の単一変調ライン（ｓｉｎｇｌｅ　ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎｌｉｎｅ）の検出に対応している。

いくつかの変調ラインを有する入力信号に対して、シス
テムのさらに複雑なモデリング、２次以上の次数によっ
てこれらの多重ラインの弁別を達成することがまた可能
であると分ろう。しかし、以下の説明は単一ライン（ｓ
ｉｎｇｌｅ　１ｉｎｅ）の弁別に対して維持されよう。

Ωの評価のために、 Ｘｙｌ　　＋　　ａｌＸ＋ｓ−１”　　ＨｚＸｎ−２＝
　８ｍ　　　　　＜８）なるタイプの線形予測表現（ｌ
ｉｎｅａｒ　ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎｅｘｐｒｅｓｓ　１
ｏｎ）の使用が提案され、式（８）は式（６）あるいは
式（６）′によって各項毎に同定することができる。

雑音ε７は白色ガウス雑音であると考えられ、従って探
索された有用な信号ｙ（ｔ）と相関を持っていない。こ
の評価は探索された正弦波中の点を毎回表わしているＮ
個の連続サンプルのある解析窓にわたる量εＪの累算に
依存し、かくして得られた自乗平均誤差の極小化に依存
し、それはである。

Ｅの極小化は次のように表わされる。

展開によって同時に解（べき２つの方程式は従って次の
ように得られる。

こ＼で と置（と、上記の方程式の！（１１）は次のようにさら
に簡単に表現される。

Ｒｏ＋　　＋　ａｌＲ１＋　　＋　ａＪ＋ｚ　＝　ＱＲ
Ｏ２＋　ａ＋Ｒ＋ｚ　＋　ａｔＲｚｔ　＝　０現在の場
合、もし式（６）と（８）あるいは式（６）′と（８）
がそれぞれ同一とされるならば、量ａ２はそれぞれ１と
ｐＺに等しくなければならないが、しかし第１の解析で
この条件を無視し、そしてａ２を収斂指示子と呼ばれる
ものとして使用するのが好ましい。このことは、もし的
の計算値が１から非常に異なっているなら、非常に大き
な発散（ｄｉｖｅｒｇｅｎｃ＋が存在し、かつｙ７の対
応する決定は正しくないものとして放棄されなければな
らないと考えられることを意味している。最後に、この
ことは、を与える。

量ａ１とａ２の決定は特定な動作条件に従い、い（つか
の特性は次のような評価に対して好ましい。

すなわち、 先ず最初に、係数Ｒ１１とＲ１□は受信信号の電力を表
わす自己相関係数Ｒ０を表わし、かつ標準化が存在する
という条件に基いて、実際の解析窓Ｎよりももっと広い
範囲（ｈｏｒｉｚｏｎ）にわたって評価するこ°とがで
きる。例えば、もしＮ＝６４と選ばれるならば、Ｒｏは
１２８あるいは２５６点の窓にわたって評価される。し
かしＲｏの評価窓はむしろ狭いま＼とゾまっておらねば
ならず、従ってこの窓に対応；）　する時間に対しては
、信号は電力の揺動を受けていないと考えることができ
る。

また本質的に計算の簡単化と言う理由で、ｆ、＝４ｆ０
のようなサンプリング周波数を選ぶのが好ましし）。こ
の選択は線形予測理論における自己回帰法（ａｕｔｏｒ
ｅｇｒｅｓｓｉｖｅ　ｍｅｔｈｏｄ）によって実証され
たような最適精度に導いている。第３に、変調周波数Δ
Ｆの周波数偏倚が搬送周波数ｆ０に比べて小さい（例え
ば１００００Ｈｚ程度のｆｏの値に対して５００Ｈｚ程
度のΔＦの値）適用が望まれている。最後に、変調信号
の通過帯域は搬送周波数ｆ０に対して小さいと考えられ
ている。

これらの条件の下で、実行されるべきデジタル処理は観
測信号、すなわち被変調搬送波を各々がＮ個のサンプル
を含む隣接部分に分割することからなっている。各部分
は探索された正弦波の点の決定をひき起している。信号
の各部分に対して、観測信号の周波数が一定のま＼であ
ると言う近似がなされ、そして が得られる。

ｆ、＝４ｆ０およびＲｏが１に標準化されていると、３
角法で ｏｔ−４０ Ｌ２　→　０ １２ｏｚ　　→　−１ になることが証明できる。

これからａ２α１と推論され、これは測定と計算によっ
て証明されな（ではならない。

同様に、 が得られ、かつａ、は０に向い、ａ、の値は小さいけ　
゛れども、しかしながら無視はできない。式（６）と（
８）を参照すると、 ａ＋＝２ｃｏｓΩ　　　　　　　　　（１７）と書けよ
う。

ｃｏｓΩがＯに近いと言う事実は、Ωがπ／２に向うと
考えることにより有用なやり方で使用することができ、
従って となる。弐（１６）、　（１７）および（１８）から、
が出てくる。

さて、ｆ、＝４１．と言う仮定の下で、弐（３）と（４
）とから次のように書くことができる。

もし、この最後の式でΩが式（１９）によって与えられ
たその値で置換えられるなら、 πΔＦ が得られ、こ＼で弐ｙ７は関係している部分の変調信号
の探索値である。弐（６）′と（８）から出発して、こ
れは少しばかり複雑になっているが、しかしさらに厳密
な計算となる。すなわちπΔＦ、／”ｉガ あるいは となる。

実際に、ａ２の計算値が値１よりさらに離れて動くので
式（２２）よりもむしろ式（２２）　’を使用するのが
好ましい。従って、ます式（１５）を用いてａ２の値が
計算され、そしてこの値が充分１に近いなら（これは正
しい収斂を示しているが）、そこでａ。

とｙ、１の値はそれぞれ式（１６）と（２２）あるいは
（２２）　’を用いて計算される。

周波数偏倚ΔＦが搬送波周波数ｆ０に対して最早や無視
できぬ限り、ｃｏｓΩは最早やＯに向わず、従ってａｒ
ｃ−ｃｏｓ関数を用いてΩの抽出を進めるのが好ましく
なる。

式（８）と（９）から雑音電力を計算することがまた可
能であり、これは ＋ａ＋（Ｒｏｔ　＋ａｔＲ＋＋　＋ａＪ＋ｚ）＋ａｚ（
Ｒｏｚ＋ａ＋Ｒ＋ｇ＋ａｚＲｚｚ）　　　（２３）を与
え、こ＼で である。

方程式の組（１２）によると、 ■ ＝（Ｒｏ＋ａ＋Ｒｏ＋　＋ａＪｏｔ　）　　　（２４）
が得られ、σ２は弐（２４）によって評価できる雑音電
力である。

具体例として、式 を用いて量Ｒｏ＋、　ＲＯ２およびＲｌｔを計算するこ
とによりＮ点の観測部分に弐（２２）が適用できること
が分ろう。ＲｏはＮより大きくなり得る範囲（すなわち
Ｌ）にわたって計算されている。

他の可能性は Ｒｏｔ（Ｎｏ＋１）　”　Ｒｏｔ（Ｎｏ）　　＋　Ｘｖ
ｏ＋ｓ　ＸＮ０４Ｎ−１−ＸＮＯＸＮ０−１ Ｒｏｔ（Ｎ＋＋１）　＝　Ｒｏｔ（Ｎｏ）　　＋　ＸＮ
０４Ｎ　ＸＮ（１Ｎ−１−ＸＮＯｘｓｏ−ｔ Ｒｌｔ（Ｎｏ＋１）　＝　Ｒｌｔ（Ｎｏ）　　＋　ＸＮ
Ｏ＊Ｎ−１ｘＮＯ＋ＮｉＸＮ０−Ｉ　　Ｘ５ｏ−ｚ Ｒ１１（Ｎ（＋＋１）　＝　Ｒｏ（Ｎｏ）　　＋　ｘＮ
ｏ＊ｙ”　　　ＸＮ０４Ｍ−Ｌを用いる逐一循環評価（
ｐｏｉｎｔ　ｂｙ　ｐｏｉｎｔ　ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｅ
ｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を行うことからなっている。

本発明によるこの弁別器は、例えばＯｄＢから５０ｄＢ
にわたる広範囲で変化する信号対雑音比Ｓ／Ｎの条件で
機能するように設計されることが好ましい。Ｓ／Ｎ比が
１５ｄＢ以下に下ると、このように説明されたこのシス
テムの機能は有用な弁別帯域、すなわちｆ６　＝　ｆ、
／４と言う仮定に基くはヌ°周波数ｆ０の弁別前の被変
ｇＦＩｓ送波付近でプレフィルタリングを行なうことに
より僅かばかりさらに改良することができる。

第１図は本発明によるデジタル弁別器を含む信号の処理
システムを示している。実際の弁別器は第３図に示され
ているように、複合ＶＯＲ信号に対する本発明の適用に
ついて以下に説明されたようなマイクロプロセッサによ
って作成されることが好ましい。周波数変調された信号
ｚ（ｔ）は周波数ｆ８でサンプルを行なう既知のタイプ
のサンプラー・ブロッカ−（ｓａｍｐｌｅｒ−ｂｌｏｃ
ｋｅｒ）　１に供給される。このサンプルはアナログ／
デジタル変換器２に供給され、その出力は直列な形のデ
ジタルサンプルｅｌ、のソースである。Ｓ／Ｎ比の値に
依存して、導体４上に制御信号によって制御できる２位
置スイッチ３　（この信号はしきい値Ｓ　／　Ｎ　＝　
ｓ−’の上と下の異なった論理値を有している）は、サ
ンプルｅ７を直接かあるいは（周波数ｆ０に中心を置く
帯域通過フィルタである）フィルタ６を通すかのいずれ
かでデジタル周波数弁別器５の入力にＸ、の形で送信で
きるようにできる。　ｆ、＝　ｆ、／４に中心を置く基
本帯域通過フィルタリングの１例は次によって与えられ
る。

Ｘ１１＝　１７８　（ｅｎ　　ｅｎ−２＋ｅｎ−４ｅｎ
−６＋ｅｎ−８”ｎ−１ｏ　＋ｅｎ−１２８ｎ−１４）
　　　　　　（２５）このフィルタはたとえ基本的なも
のであるにしても、加算と減算のような簡単な動作によ
って雑音電力を減衰することができる。変調信号の評価
差（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｖａｒｉａｎｃｅ）はＳ／
Ｎ比の低い値に対して改善される。

下の表１は、１０ｄＢステツプで表わされた種々の値に
対し、かつこれらの各値にプレフィルタリングを有する
（Ａ）かあるいはそれを有しない（Ｓ）２つの場合に対
し、２４．２８．９６点の観測（解析窓）のケースにお
ける振幅ａ＝ｌの変調周波数に対する評価標準偏差結果
の評価を与えている。

表　　１ 第２図はこの表で与えられた評価標準偏差Ｅ　Ｓ　Ｄ　
（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　５ｔａｎｄａｒｄ　ｄｅｖｉ
ａｔｉｏｎ）のグラフであり、これはＳ／Ｎ比の関数と
して評価差を表わし、実線の曲線はプレフィルタリング
の無い場合の弁別を、破線の曲線はプレフィルタリング
のある場合の弁別を示し、観測窓中の点の数Ｎはカッコ
中に示されている。この図は１５ｄＢがらＯｄＢの間の
帯域通過フィルタの有効性を示しており、こ＼で標準偏
差は特に改善されている。Ｓ／Ｎ比のこの後者の範囲内
で、このようなフィルタにょるＳ／Ｎ比で得られた利得
は１０ｄＢと評価できる。

第２図はまたＳ／Ｎ比の最低値に対して大き過ぎる評価
標準偏差を有する危険性が存在するので、数Ｎは小さ過
ぎてはいけないと言うことを示している。上に示された
種々の周波数に対する選択値を与えると、値Ｎ＝２４は
小さ過ぎ、一方、値Ｎ＝４８あるいはＮ＝９６は適当で
あることが分る。また値Ｎ＝６４を選ぶことが可能であ
り、これは２のベキ乗であると言う理由で、計算を簡単
化すると言う利点を持っている。

搭載ＶＯＲ−Ｉ　ＬＳ装置によって受信されたＶＯＲ信
号中の基準位相を探索するために上に説明された原理を
適用することが提案されている。

受信された複合信号Ａのスペクトルが第３図に示されて
いる。それは可変位相を与える３０Ｈｚの成分、３００
Ｈｚから３４００＋１ｚの可聴帯域（あるいは１０２０
ｆｌｚの識別信号）、および基準位相を与える３０Ｈｚ
信号による４８０Ｈｚの偏倚で周波数変調された９９６
０Ｈ２搬送波を含んでいる。復元しようと探索するのは
この・周波数変調３ＱＨｚ信号である。

上述の原理の通用に対する第１の解は、４×９９６０　
＝　３９８４０Ｈｚの周波数でＶＯＲ信号をサンプルし
、そしてスペクトルの低い部分（３０Ｈｚ成分と可聴信
号）と高い部分（周波数変調された信号）を分離し、そ
して最後に９９６０ｉ（ｚｔｉ送波に弁別処理を加える
ことからなっている。この後者の周波数はｆ８／４に等
しく、上に示された計算処理が正しく適用される。

アナログＶＯＲ信号をデジタル信号ｅ７に変換する処理
システムは第４図に示されている。それは既知のタイツ
：のサンプラー・プロフカ−１、アナログ／デジタル変
換器２およびデジタル分離フィルタフの縦続接続によっ
て形成され、ｐＨと記号の付けられたその高域通過出力
は、帯域分離器７の入力信号と同じ周波数の信号ｅ７の
ソースである。３９８４０Ｈｚにおけるｆｏの被選択周
波数に対し、計算の量は大きい。すなわち、サンプリン
グ周波数を下げるのが有利である。

従って、第２の解はサンプリング周波数ｆ１をｆ、、　
＝　８／３　Ｘ　９９６０　＝　２６５６０　Ｈｚのよ
うに選ぶことによってスタートすることからなっている
。

サンプリング動作の前に、スペクトルの最大周波数を１
３２８０Ｈｚ以下の値に制限するために（遮断周波数ｆ
ｃ＝　ｆ、Ｌ／２）　、このケースではこの信号はアナ
ログ一方向フィルタを通過しな（ではならない、ＶＯＲ
信号の高域部分は４ＢＯｆｌｚの公称周波数偏倚で周波
数変調されており、そしてこの理＋！＋　、Ｔ　１０６
００Ｈｚまでのびているから、この一方向フィルタは０
から１０６００Ｈｚの通過帯域を持たねばならない。遷
移帯域は２（ｆ−Ｌ／　２　１０６００）　＝　５３６
０Ｈｚであり、従って減衰帯域は１０６００　＋　５３
６０　＝　１５９６０Ｈｚから無限大までのびている。

フィルタの次数は遷移帯域と遮断周波数との比、すなわ
ち５３６０／１３２８０によって決定されており、３次
より少ないか３次に等しい。サンプリングに続く動作は
スペクトルの低い部分と高い部分を分離することからな
っている。

このことを行なうために、第６図に示されているような
４つの別々の係数を持つ半帯域フィルタであることが好
ましいデジタル帯域分離器フィルタが用いられている。

デジタル弁別器の前の信号処理システムは第５図に示さ
れたものであり、低域通過アナログ１方向フイルタ８、
サンプラー・ブロッカ−１、アナログ／デジタル変換器
２および第６図にもっと詳しく示されているデジタル帯
域分離器フィルタ９から構成されている。フィルタ９は
既知のタイプの有限パルス応答単帯゛域トランスバース
フィルタであり、それは偶サンプルに、　（ｎ　＝　２
Ｐ）と奇サンプルに、（ｎ＝２Ｐ＋　１）で交互に動作
し、それは第６図でスイッチによって表わされている。

この構造は２によるサブサンプルの実行を可能にする。

それは２６５６０Ｈｚのサンプルに１を受信し、それを
１３２８０Ｈｚでその高域通過出力ＰＩ（にサンプルｅ
７を供給する。第６図のフィルタの構造は以下の方程式
を実行するように設計されている。

ｅｈ　”　ｋｎ−ｓ−ｈｔ（ｋ、１−ｔ”ｋｌｌ−＊）
　　ｈ３（ｋｎ−ｓ十に＋＋−＋＋））Ｉｓ（ｋｎ−ｓ
　”ｋｌｌ−＋ｓ）　−＋１ｔ（ｋ＋ｓ−ｔ　＋　ｋ＋
＋−＋ｓ）第６図に示された遅延ｚ−１は出力速度、す
なわちｆ　−ｔ　／　２に相当するものである。

従って応答は主係数のいずれの側でも対称であり、奇係
数のみで１に等しく、偶係数は０である。

２によるサブサンプルであると言う理由で、ＰＨ比出力
１３２８０Ｈｚ　（すなわちｆａｔ／２　）で置換えら
れ、そして弁別の前の新しい搬送波は周波数３３２０Ｈ
ｚ（１３２８０−９９６０＝　３３２０Ｈｚ）にある。

事実、第３図に示されたＶＯＲ信号のスペクトルに対し
て、２によるサブサンプルはｒ、ｔ／２に対する対称映
像を与え、そして１３２８０Ｈｚだけ左にシフトした後
に、処理されるべきスペクトルの部分、すなわち周波数
変調された搬送波は周波数３３２０Ｈｚの付近に中心を
置いている。従って、弁別器５に考えられるべき新しい
サンプリング周波数はｒ、　＝　ｒ、ｔ／２　＝１３２
８０Ｈｚ　、すなわち、３３２０Ｈｚの４倍であること
が分る。換言すれば、高域通過出力は以前に説明された
弁別処理によって処理されるべき要求条件にある。さら
に一般的には、第５図の処理システムを用いると、減少
されたサンプリング周波数は式％式％ から推定される。

従ってサンプリング周波数は、あたかも搬送波周波数そ
れ自身が３で割られたかのごとくすべてのことが生起す
ると、第１の解に対してその値の３分の１に減少してい
る。この特定のケースでは、Ωの計算およびそれに続＜
　ｙｈの計算に対して、式（１８）の制限された展開か
、計算を少々複雑にするが大きな精度を与える＾ｒｃ　
ｃｏｓ関数のいずれかり同等に使用されよう。

サンプルｅ７とＸ、、（第１図を見よ）は、上述の計算
を実行するために、マイクロプロセッサによって処理さ
れ、それはテキサスインスツルメンツ社のＴＭＳ３１０
１０によるのが好ましい。従って本発明による弁別器は
全くマイクロプロセッサ（好ましくは補助メモリを備え
た）によって形成され、このマイクロプロセッサは減少
されたサンプリング周波数でのＶＯＲへの適用のケース
で、帯域分離器デジタルフィルタ７と（もし適当なら）
デジタルフィルタ６とまた一体化することができる。

デジタル弁別器５の基本機能は（第１図を見よ）、時刻
ｔｑとｊｑ＋１の間に取られた所定の数Ｎの連続サンプ
ル×７から式（２２）によって値ｙ７を決定することで
あり、そのあと引Ｍ＜Ｎ個のサンプルｘ、から決定され
たｙｆｉの次の値が（時刻Ｌｑ＊１とｔ９．２の間で）
進行する。記法上の混乱を避けるために、厳密に言うと
、各サンプルｘ７は個々のサンプルｙ７に対応するが、
しかし部分毎に、Ｎ個の連続出力サンプルｙ７が等しく
、この共通の値は記法上の便宜から正確にｙ、１と書か
れることが近似的に考えられると想起されている。従っ
てＮ個の出力サンプルは毎回それらの代表的ｙ１によっ
て置換えることができ、このＶｎは出力周波数ｆ、／Ｎ
を与える入力に対して比Ｎだけ減少された出力サンプリ
ングに対応している。以下で説明する例では、Ｎの値は
６４に固定されている。

好ましくは、サンプルＸｎは外部ＲＡＭ中に６４のパケ
ットの形で蓄積され、今後これらの入力サンプルの累算
手段を形成する入出カポ−）　ＦＡＩとして引用される
。示されていない既知のバッファ要素とシーケンス手段
は、サンプルの読取りに続＜　ｙ。

の一連の計算プログラムの間に、次の６４サンプルによ
って６４の入力サンプルの置換を可能にし、処理”ＡＨ
はリアルタイムで動作する。

第７図は本発明による弁別器の機能的ゼネラルフローチ
ャートを示している。°このフローチャートは以下のも
と同様の多くの箱（ｂｏｘ）から形成されている。第７
図では、箱１０１はプログラムのスタートを示している
。箱１０２では、必要な初期化が行なわれ、これはサン
プルｘｎに対し、それらを含んでいるメモリ領域の始ま
りで読取るよう設定されること、および係数Ｒｏ＋＋　
Ｒｏａｒ　ＲＩｌ＋　Ｒ１！＋Ｒ２ｔに対し、Ｒｏ＋＋
　Ｒｏａｒ　Ｒｔ＋＋　Ｒ＋ｚ＋　Ｒａｔと引用された
それらの各メモリボックスを値０でロードすることから
なっている。最初の２つのサンプルｘ０とｘｌが読取ら
れ（箱１０３と１０４）、それからループ計算（箱１０
５と１０６）により次のサンプルが読取られ、係数ＲＯ
Ｉ　とＲａｔが計算される。このことを行なうため、前
に値６３でロードされていた補助レジスタ＾ＲＯがカウ
ンタとして使用され、係数の計算の終りをマークし、ル
ープからの退出（ｅｘｉｔ）を指令する値０に到着する
まで、ループを通過する毎に１単位づ＼減少されている
。箱１０７で２つの係数Ｒ１１とＲ１！のうちどちらが
最大であるかソ゛決定され、そのあとで（箱１０８）他
の係数が前の箱で見出された値の形に入れられる。係数
ａｌとａ２の共通分母、ａ、の分子およびａ２の分子を
それぞれ形成する量ＲｚＲ＋ｚ　　Ｒ＋ｚ”　、ＲｏＪ
＋ｚ　　ＲｏｔＲｚｚ、ＲＯＩＲ１２−Ｒ（ＩＪｌｌが
箱１１０で計算され、前もって決められたしきい値と比
較され、これ（しきい値）は既に上に述べられ、かつこ
れらのしきい値で具体化された収斂基準（ｃｏｎｖｅｒ
ｇｅｎｃｅ　ｃｒｉｔｅｒｉａ）が満足すべきかそうで
ないかを考えることができるかどうかに依存してａｌと
ａ２の値を有効あるいは無効と宣言することを可能にし
ている。現行の（ｃｕｒｒｅｎ　ｔ）出力サンプルｙ７
の計算（箱１１１）は進行されよう。箱１１２はゼネラ
ルフローチャートの終了を示している。

第８図ａと第８図すのフローチャートは、箱１０１と１
１２の間で、第７図のフローチャートのさらに詳細な進
行を示している。以下に説明するように係数Ｒ１１とＲ
２ｍについてベース２で実行された数学的演算は、計算
を無駄に複雑化しないために、係数を１に標準化するこ
となく、これらの係数を１に近く持ってくることを可能
とする。従って、係数８１とＨｚに対して次に決定きれ
た値がそれぞれ０と１に非常に近くはないと期待できる
。事実、２つの正のしきい値は共に１に近いガと３ｇに
固定され（ｓ＋は１より少なく、ムは１より多く）、そ
して弁別器の現行の出力サンプルＶｎが受入れることが
できかつ有効と宣言されるように決定するために、対応
する係数ａ１とＨｚの値が次の不等式を満足すべきであ
ると要求されている。

３、＜　Ｈｚ　＜　５２（２６） および −ｓｌ＜　ａｔ　＜　Ｓ２　　　　　　　　（２７）以
下に説明される実例では、値Ｓ＋＝０．８およびＬｚ＝
１．２に選ばれている。事実これらの２つのしきい値は
実験によって決められ、装置の動作較正（ｏｐｅｒａｔ
ｉｏｎａｌ　ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ）の間にそれらの
各１６ビツトメモリ位置、「しきい値１」と「しきい値
２　ｊ　（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ　１　ａｎｄ　ＴＨＲＥ
ＳＨＯＬＤ　２）で任意に変更することができる。１０
進値１．２と０．８は２つの値１と３とからそれぞれ生
成され、この値１はメモリ位置ｒ　１　（ＯＮＥ）　Ｊ
に含まれ、また値３は２進数で１１であるが、メモリ位
置ｒ　３　（ＴＨＲＥＥ）　Ｊに含まれている。最初に
、値０．２が演算器の右手部分（分数部分）に２進値１
１を加えることで決められ、ついで左に向って４，８．
１２ビツトシフトされ、これは２進値０．００１１００
１１００１１００１１　、すなわち１０進数で０．２に
非常に近い値を与え、メモリ「しきい値２　（ＴＩＩＲ
ＥＳＩＩＯＬＤ　２）　Ｊに蓄積される（第８図ａの箱
１２１）。次に値３２＝１．２はメモリｒ　ｌ　（ＯＮ
Ｅ）　Ｊと［しきい値２　（Ｔ）ＩＲＥｓＨＯＬＤ　２
）　Ｊの各内容の連結（（ｏｎｅ）　＋　（ＴＩＩＲＥ
ＳＨＯＬＤ　２）　）によって実際に得られる。同様に
、値０．８は次々に２．　６．１０．１４ビツトだけシ
フトされた２進値１１を加えることで得られ（箱１２２
）、その結果の０．１１００１１００１１００１１１１
がメモリ「しきい値１　（ＴＩＩＲＥＳＩＩＯＬＤ　１
）　Ｊに入れられる。上に述べたように、６４のサンプ
ルＸ、１は累算手段を形成し、最も古いサンプルが１４
７であるところのボー）ＰＡＩのメモリ（立置１４７か
ら２１０まで外部ＲＡＭの到着順に置かれている。プロ
グラムの各ＩＮ命令で１づ一増大されたカウンタとして
使われた他のボートＰ＾０によって、サンプルｘ、１は
このように連続的に読取られ、マイクロプロセッサの内
部ＲＡＭの遷移メモリ（ｔｒａｎｓｉｔ　ｍｅｍｏｒｙ
）　Ｘ２中に一時的に置かれる。メモリ拡張のこの特殊
な可能性のさらに詳細については、これはこ−に参考の
ため引用するものであるが、テキサスインスツルメンツ
のＴＭＳ３２０１２ユーザースガイド１９８３、頁６−
２と６−３を参照することができる。箱１２３では、プ
ログラムメモリ５ＥＲＩは値１４７でロードされ、それ
からこの値は増大のスタート値としてボートＰＡＯに転
送される。係数ＲＯＩからＲ２□までに割付けられたメ
モリ、すなわちＲＯＩＬ、　Ｒｏｌｌ、　ＲＯ２Ｌ。

１？０２）１．　ＲＩＩＬ、　ＲＩＩＨ，Ｒ１２Ｌ、　
Ｒ１２Ｈ，Ｒ２２Ｌ、　Ｒ２２Ｈ（これは蓄積の第１手
段を形成し、文字りは各係数の低い部分の１６ビツトを
示し、そして文字Ｈは各係数の高い部分の１６ビツトを
示している）は初期化され、すなわち値０でロードされ
る（箱１２４）。係数ＲＯＩからＲ２□までの計算のた
めのループカウンタとして使用されたレジスタＡＲＯは
値６３でロードされ（箱１２５）、それから最初の２つ
のサンプルＸＯとＸ、はボートＰＡＩからメモリｘＯと
×１にそれぞれ転送される（箱１２６）。「スター）　
　（ＳＴＡＲＴ）ｊラベルで次のサンプル、すなわちｘ
２はメモリス２中に転送され、そして以下の表現に従っ
て各係数ＲｏｔからＲｔ□までの最初の項の計算が起る
。

（Ｒｏｔ）　＋　（ＸＯ）　Ｘ　（ＸＩ）−−→ＲＯＩ
　　（３１）　　（箱１２７）（ＲＯ２）　＋　（ｘＯ
）　ｘ　（ＸＺ）−一→ＲＯ２（３２）　　（箱１２８
）（Ｒ１１）＋（ＸＩ）”−Ｒ１１（３３）　　（箱１
２９）（Ｒ１□）　＋　（ＸＩ）　ｘ　（ＸＺ）−一→
Ｒ１２（３４）　　（箱１３０）（Ｒｚ□）＋（ＸＺ）
２−−→Ｒ２２（３５）　　（箱１３１）箱１３２でメ
モリ間に次の転送 （ＸＩ）　−ＸＯおよび（ＸＺ）　−Ｘｉが実行される
。′Ｒ１３３で補助レジスタＡＲＯはｌだけ減少され、
ＡＲＯの新しい内容（６２）が箱１３４でテストされる
。この内容が正であるので「スタート（ＳＴＡＲＴ）　
Ｊラベルが復帰し、メモリＸ２は次のサンプル、すなわ
ち×３でロードされ、係数ＲＯＩからＬｘまでの第２項
は式（３１）から（３５）に従って計算され、前のもの
に加えられる（箱１２７から１３１まで）。

計算ループは必要なだけ何回も実行され、メモリＲＯＩ
Ｌ、　ＲＯＩＨからＲ２２Ｌ、　Ｒ２２Ｈまではそれぞ
れ係数１？ｏｔからＲ２□までの値を含み、そこでレジ
スタ＾ＲＯは値０に達し、箱１３４でのテストＡＲＯ＝
　Ｏは正であると分り、ループからの退出が起る。係数
１？ｏｔからＲ２□までの計算に対して、サンプルｘ０
からｘｈ’ａまでは各メモリにおいて１２ビツトで書込
まれていることが分ろう。従って、Ｘｕの各項で、ＸＶ
タイプは２４ビツト形式を持ち、これ等の項の６４個の
和は３０ビツト形式を有し、これは係数Ｒ（１１からＲ
２Ｚまでの各々を書き込む２つのメモリ位置（ＬとＨ）
の使用を正当化する。箱１３５では２つの係数Ｒ１１か
Ｒ２Ｚのいずれが大きいかを見出すテストがあり、そし
てＲｚｔ（箱１３６）かＲｚ（箱１３７）であるかに基
いて、プログラムメモリ５ＥＲＩは５（ＩＰ　（Ｒ１１
，Ｒ２２）によって示されたこの最大値の高い部分、す
なわち（Ｒ１１）Ｉ）か（Ｒ２２Ｈ）でロードされる。

計算の連鎖は演算器の高い部分を（ＳＥＲＩ）でロード
すること、および演算器のＭＳＢに１が現われるまでこ
の値を１ビツトづ＼左に次ぎ次ぎシフトすることからな
っている。

もし１５の引続くシフトの終りでＭＳＢがまだＯに等し
いなら、このことは（ＳＥＲＩ）　＝　０であることを
示□している。そこでｙ７の決定は不良と考えられる。

と言うのは、それは低過ぎる×。からＸ６３までのサン
プル値から得られ、ｙｌの計算は続けられず、かつ「エ
ラー（ＥＲＲＯＲ）　Ｊラベルが直接進行している（こ
れは第８図ａに示されていない）からである。最もあり
そうなケースでは、ＭＳＢ中の値１はシフトの全数の終
りで得られ（ｒ＜１５）、計算ループからの退出が起り
、これはサイクル毎に１つの割合で連続シフトを行なう
。この計算ループ（示されていない）を実行するために
、例えば補助レジスタＡＰＩの減少が使用され、こ−で
これ（ＡＰＩ）は最初に値１５がロードされ、そして補
助レジスタＡＲＯはループからの退出のあとで値ｒを登
録しようとする。それから箱１３９でこの処理は別の計
算ループに進み、これは係数ＲＯＩからＲＺ２のすべて
の値をｒビットだけ左にシフトするのに役立っている。

このことを行なうために、補助レジスタＡＲＯの減少が
使用され、ご＼でこれに最初に値ｒでロードされている
。計算のこの段階において、関連する係数の整数値を表
わしているものと考えられているメモリＲＯＩＨ，ＲＯ
２Ｈ，Ｒ１１ｌ、　Ｒ１２Ｈ。

Ｒ２２Ｈの内容は１６ビツト形式であり、それらの最大
のものは１６ビツトを用いている。従ってメモリＲＯＩ
ＬからＲ２２Ｌにそれぞれ含まれている係数Ｒ（ＩＩか
・らＩ？ｚｚまでの分数部分を完全に無視して考えるこ
とは可能であるが、しかし好ましくは追加の丸め（ｒｏ
ｕｎｄｉｎｇ）が実行され、これは対応する係数の正符
号あるいは負符号にそれぞに基いて、この係数の低い部
分の最上桁位ビットを１でそれぞれ正か負に重み付ける
ことからなっており、そのあとで（それぞれ１だけ増大
あるいは減少したのち）係数の新しい高い部分のみがそ
れらを簡単化するために計算の残りで保持されている（
箱１４０）。この計算は係数ａｌとａｔの決定によって
続けられる（第８図ｂ）。最初に、ａ、とＨｚの共通分
母が、表現（ＲＩＩＨ）　Ｘ　（Ｒ２２Ｈ）　−（Ｒ１
２Ｈ）　”　　−−→Ｄ　　　（３６）（箱１４１−第
８図ｂ） に従って計算される。

同様に、メモリＮ＾１とＮＡ２にそれぞれ蓄積されてい
る係数ａ、とＨｚの各分子は、表現（ＲＯＩＨ）Ｘ　（
Ｒ１２１１）−（ＲＯＩＨ）Ｘ　（Ｒ２２１（）　　−
ＮＡＩＨ，ＭＡＩＬ（３７）　　（箱１４２） （ＲＯＩ）ｌ）Ｘ　（Ｒ１２１１）−（ＲＯ２＋１）Ｘ
　（Ｒ１１１＋）　−ＮＡ２Ｈ，Ｎ＾２Ｌ（３８）　　
（箱１４３） に従って計算される。

上述の３つの演算に対して、（Ｒｌｌｌ）　Ｘ　（Ｒ２
２Ｈ）タイプの部分積が、部分積間の差として、マイク
ロプロセッサのレジスタＰと演算器で３２ビット形式を
とることが分ろう。引続く計算を簡単化するために、演
算器（整数部分）の高い部分の１６ビツトの内容のみが
、共通分母に対して可能な丸めのあとでメモリに蓄積さ
れ、一方、ａｌとａ２の分子の各個は各々２つのメモリ
位置に蓄積される（整数部分と分数部分）。係数ａ２の
値は、割算によって計算される。

３２ビツト被除数を用いる割算の結果は割算サブルーチ
ンＤＩＶ３２に関連した２つのメモリ、ＱＵＯＴＩＭ（
整数部分）とＱＵＯＴｒＬ　（分数部分）に蓄積される
。

このあと、上記の不等式（２６）によって含められてい
るテスト（ＱＵＯＴＩＭ）　＞　０を用いてこの結果が
正であることが先づチェックされる。もしそうでないと
「エラー（ＥＲＲＯＲ）　Ｊラベルが使用される。

（ＱＵＯＴｒＭ）　＞　０　ニ対して、不等式（２６）
の収斂テストが実行され（箱１４５）、すなわち以下の
演算（ＱＵＯＴＩＭ）　＋　（ＱｕＯＴＨ，）　−（Ｔ
ＨＲＥＳＨＯＬＤ　１）が次々に実行される。

もしこの演算の結果が負なら、「エラー（ＥＲＲＯＲ）
　Ｊラベルが使用され、さもなければテストが（ＱＵＯ
ＴＩＭ）＋　（ＱＵＯＴＩＬ）−（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ
　　２）−（ＯＮＥ）ｘ　２’　ｔｈで続けられる。

もしこの演算の結果が正なら、［エラー（ＥＲＲＯＲ）
　Ｊラベルが使用され、さもなければａ、の計算が次の
ように実行される。

割算の結果は前と同様にＱＵＯＴＩＭと口ＵＯＴＩＬメ
モリに蓄積され（ａｘＯ代りに）、これらのメモリは蓄
積の第２手段を形成している。ａ、の値が受入可能にな
るために、すなわち正あるいは負の値で０に充分近いた
めに、それは不等式テスト（２７）　（箱１４７）を満
足することがチェックされ、すなわちａｌの符号が先づ
テストされ、もし くＱＵＯＴＩＭ）　　＋　（ＱＵＯＴＩＬ）　＞　０な
ら、演算 （ＱＵＯＴＩＭ）＋　（口ＵＯＴＩＬ）−（ＴＨＲＥＳ
ＨＯＬＤ　　１）が実行され、もしこの結果が正なら、
「エラー（ＥＲＲＯＲ）　Ｊが使用され、さもなければ
（（ＱＩＩＯＴＩＭ）　＋　（ＱＵＯＴＩＬ）　＞　Ｏ
）で、演算（ＱＵＯＴＩ門）＋（ロロ０ＴＩＬ）＋　（
ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ　　１）が実行され、もしこの結果
が責なら、「エラー（ＥＩ？Ｉ？ＯＲ）　Ｊが使用され
、さもなければａｌの計算は有効と宣言され、そしてＶ
ｎの計算が実行できる。

具体化のこの実例では、第８図のフローチャートの説明
で選ばれた記法を用い、上記の式（２２）　’の適用に
よってｙｆｉの値を計算することが好ましい。

こ−で ｆｅ であり、Ｋ１は一般に省略できる乗算定数である。

事実、本発明の好ましい適用をなしている複合ＶＯＲ信
号に実行する弁別の窮極の狙いは、この信号の基準位相
と呼ばれる位相の実時間弁別にある。この目的は３０Ｈ
ｚ周波数ラインを分離することで達成され、この単一正
弦波は規則正しい間隔で与えられたｙ１縦座標点の形で
得られる。Ｋ７の値から、デジタル手法を用いてその一
例が以下に与えられているところの探索されたラインの
振幅と位相を抽出することが可能である。さて、係数に
、のみが振幅の値に影響を及ぼし、一方、探索されてい
るのは基本的に位相である。また、この段階において乗
算定数に１を実効的にする計算の終りで振幅の正確な値
が得られるのが分ろう。Ｋ７を表わす値ｙ。′は従って
以下のように実際に計算される。

これに対し、次のような演算が先づ実行される。

（ＮＡ２）　Ｘ　　（Ｄ）　　−−→Ｐ３２ビット形弐
である　（ＮＡ２）フォーマットをメモ１ＪＮＡ２＋１
とＮＡ２Ｌに与えると、この点の丁度あとで１を加える
ことにより丸めが先づ実行されるのが好ましく、そのあ
とで１６Ｍ５ＢのみがメモリＮ　Ａ　２　ＩＩに蓄積さ
れ、そして上述の乗算に使われるのはこの後者の値であ
る。この結果は３２ビツトでレジスタＰに供給される。

そこでサブルーチンＲＡＣＡＲが呼出され、これは演算 （ＮＡ２）　　Ｘ　（Ｄ）　　−一→Ｘを実行する。こ
＼でＸは１６ビツトを含むメモリ位置である。

コノあと、ＮＡＩがメモリ位置ＤＬＯＷＭとＤＬＯＷＬ
がら演算器に転送され、そして式（４４）で示された最
終演算はサブルーチンＤＩＶ３２を呼出すことで実行さ
れる。このようにして得られたｙ７′の値は１６ビツト
の整数部分および１６ビツトの分数部分の形でメモリＱ
ｔｌＯＴＩＭと口ＵＯＴＩＬにそれぞれ蓄積され、これ
は蓄積の第２手段を形成している。

３０Ｈｚで信号の位相を抽出するのに用いられたデジタ
ル手法は、好ましくは［循環離数フーリエ変換（ｒｅｃ
ｕｒｓｉｖｅ　ｄｉｓｃｒｅｔｅ　ｆｏｕｒｉｅｒ　ｔ
ｒａｎｓｆｏｒｍ）ｊあるいは［循環ＤＦＴＪと呼ばれ
る方法であり、これは付録でその一般原理が説明されて
いる。生起した問題は Ｙ（ｋ）　＝　ａ　ｅ’ψ　　　　　　　　　　　（４
６）を計算することに帰着し、こ＼でＹ　（ｋ）は問題
となっている３０Ｈｚスペクトルラインの振幅（ａ）と
位相（ψ）を表わしている複素数である。

式（４５）において、 Ｍは計算のために選ばれた引続く個々の値ｙ、。

の整数であり、３０）１２変調信号のいくつかの正弦波
を表わし、それは例えばＭ＝８３である（出力サンプル
ｙ、ｌの２０７．５Ｈｚの周波数ｆ、／Ｎに対して１２
の正弦波）。

ｋは ｋ　　　　ＦＸＮ Ｍ　　　　ｆｅ のようになっており、以前に選ばれた値を与えると、 となる。

Ａｒｇ　Ｙ（ｋ）とｌ　Ｙ（ｋ）　ｌの決定が要求され
ている。

これを行うために付録に与えら°れ、かつ下の式で定義
された高速アルゴリズムが使用されよう。

ｙ−、＝Ｑ Ｖ−２＝Ｏ ｑ＝ＯからＭ−１に対して ｋ ｖｑ＝　ｙ、　＋　２　ｃｏｓ　−・ｖ９−＋　　Ｖｑ
−２（４７）ｖ、のＭ個の値（実数）が計算されたのち
、■ となる。

弁別器５の出力における各サンプルｙｎ　（すなわちＭ
について動かした場合のＶｑ　）に対して、式（４７）
に従う対応のｖ９の計算は、０からＭ−１の考慮された
部分で生起する。

実際に、メモリの再生速度（ｒｅｆｒｅｓｈ　ｒａｔｅ
）を２倍にできるためには、Ｙ　（ｋ）の決定を５０％
だけインターレースするのが好ましく、すなわちＶｑの
各個に対してｖＱの２つの値が計算され、それは前に計
算されかつ各々メモリＶｌとｖ２に含まれた１対の以前
の値Ｖｑ−１＋シ９−２から生じた第１のｖ、値、およ
びメモリＶＩＯとＶ２Ｏそれぞれに含まれた他の対の以
前の異なった値Ｖｑ−１＋　Ｖｓ−１から生じた第２の
ｖＱ値である。この位置が１対の値ＶＱ−１＋Ｖｑ−ｆ
ｉすなわちＭ−１とＭ−２（Ｈｚと８１）に対して最大
であり、式（４８）に従って計算されるべきＹ　（ｋ）
の関連値に対し適当である場合、他の１対の値ν９−１
．νｑ−２の位置が他の対の値ＶＱ−１＋　Ｖ□２にの
インターレーシングが行なわれる。

それぞれ外部ＲＡＭとして働き、かつ初期設定と関連す
る増分を持つカウンタとして働らくポートＰＡＩ　とＰ
ＡＯは計算に必要な値ＶＱ−ＩＩ　　Ｑ−Ｚ＋　Ｖｑを
メモリ中に入れるために再び使用できる。

第９図のフローチャートは各ｙＱ値に関連する２つのν
９値の計算を示している０箱１５１はプログラムのスタ
ートを示し、これにｙイ計算のプログラムが続く　（第
８図ａと第８図ｂ）。箱１５２でメモリ位置２９０に蓄
積されているこの値はＰＡＯによってＴＭＳ３２０１０
マイクロプロセッサの内部データメモリの位置ＲＸ　Ｎ
　９　Ｉ＋に転送される。箱１５３ではメモリ位置６０
８．６０９．６１０．６１１の内容は一連のＩＮ命令に
よりそれぞれマイクロプロセッサのメモリＶｌ。

Ｖ１Ｏ，Ｖ２．　Ｖ２Ｏに同様なやり方で転送される。

箱１５４は（ｖｌ）と（ｖ２）に関連するいわゆる新Ｄ
ＦＴ計算シーケンス（ｒｅｃｅｎｔ　ＤＦＴ　ｃｏｍｐ
ｕｔｉｎｇ　５ｅｑｕｅｎｃｅ）に対する以下の演算を
シンボル化している。

（Ｖｌ）　ｘ　（ＲＸＮ９ｔｌ）　　−ＡＣＣ（ＡＣＣ
）　　＋　（ＱＵＯＴＩＭ）　　−ＡＣＣ（ＡＣＣ）　
−（Ｖ２）　　　　　　　　ＡＣＣ（八ＣＣ）　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｖ２これ
は演算 ｖｑ＝ａ＋ｑ＋２ｃｏｓ２に−・ｖ、−＋　　　ＶＱ−
４あるいは演算 を実行する。

ｖ２の新しい内容は値ｖ９−２から値ｖ９までこのよう
に変化し、（Ｖｌ）はこの段階で変化しないま＼とＶ゛
まっている。箱１５５はｖｌｏとＶ２Ｏに関連するいわ
ゆる５０％以上のＤＦＴ計算シーケンスを除いて箱１５
４　と同様な演算をシンボル化している。Ｖ２Ｏの新し
い内容は値ｖ、２から値ｖ９′までこのように変化し、
（ＶＩＯ）はこの段階で変化しないま＼と−まっている
。

箱１５６では、ＰＡＯは値６０８でロードされ、そして
一連のＯＵＴ命令によって、メモリ位置Ｖ２．　Ｖ２Ｏ
。

シ１．シ１０それぞれの内容はポートＰＡＩのメモリ位
置６０８．６０９．６１０．６１１それぞれにこの順序
で転送される。

この後者の蓄積動作によって、値ｖｑ、　　シワ−２か
ら値Ｖｑ−１＋　ｖＱ−ｚまで変化するために、隣接値
■の各ペアーに対して必要な置換えが行なわれ、これは
黙字インデクス（ｍｕｔｅ　１ｎｄｅｘ）　ｎ　（第８
図ａ、第８図ｂ）とｑ（第９図）の１°づ＼の増加によ
って正確に特徴付けられる以下の計算（第８図ａ、第８
図ｂ１第９図）の目的に必要なものである。

箱１５７は計算の終りをマークし、そしてｙｌｌ（ｙｑ
）、ν９およびシＱ−１の次の値の計算のために箱１２
３に戻る（第８図ａ）。こ＼で説明されていない計数は
、とのペアー−ｖＱ−１＋　ｙｑ−、がペアーｖ、４−
１　とＶＭ−２で識別されるかを示し、そこから式（４
８）に従ってＹ　（ｋ）の値が毎回計算され、Ｙ　（ｋ
）はそれからモジュラスと、特に、知ることが極めて有
用なアーギュメントψを抽出することができる複素数で
ある。この分野の専門家がプログラムできるこの計算は
７ＭＳ３２０１２マイクロプロセツサによって実行され
、ψｒａｆと呼ばれるψの各個は結果ＦＩＦＯメモリ（
ｒｅｓｕｌｔｓ　ＦＩＦＯｍｅｍｏｒｙ）と呼ばれると
ころの蓄積の第２手段を形成するＦＩＦＯメそりに、あ
るプロトコルに従ってデータバスによって転送される。

（示されていないやり方で）結果ＦＩＦＯメモリに対し
て並列に配列された命令ＦＩＦＯメそり（ｉｎｓｔｒｕ
ｃｔｉｏｎ　ＦＩＦＯｍｅｍｏｒｙ）をデータバスに接
続することにより、バッファメモリ要素がスレーブ・マ
イクロプロセッサとして使用された７ＭＳ３２０１０と
マスク・マイクロプロセッサとして使用された他のマイ
クロプロセッサ（例えばＭＯＴＯＲＯＬ八６８０９）へ
間に作成でき、後者は７ＭＳ３２０１０と同期し、結果
ＦＩＦＯメそりに含まれた結果の使用と、かつまた本発
明の範囲外にある管理の仕事の実行とを行なうことがで
きる。「エラー（ＥＲＲＯＩ’ｌ）　Ｊラヘルにおいて
利用可能な情報は結果ＦＩＦＯによってマスク・マイク
ロプロセッサに送信され、これはＳ、もしくはｓ２シき
い値の値の可ｆｒ＝な修正を決めるか、あるいはアナロ
グ入力信号に与えられるべき増大された増幅を決めるか
、あるいは弁別器５が実行せねばならぬ計算の繰返しの
前に観測されるべき所定の遅延を決めるかである。

過剰の雑音を有する入力信号の存在で、入力フィルタロ
によってプレフィルタリングを導入するのは有利であっ
たことが第１図を引用して分っていた。回路にフィルタ
６を含めることは７Ｍ３３２０１０マイクロプロセツサ
それ自体から導体４上への適当な信号によって制御可能
になる。これは第１図で破線１１によって表されている
。Ｓ／Ｎ比の値の代りに雑音電力を表わす値σ２が使用
でき、この代表値が装置テストの間に決められるべきあ
るしきい値Ｓ“を越える場合に、スイッチ３は第１図に
示された位置で活性化できる。σ２の代表値として、式
（２４）が選ばれ、 σ”　＝（Ｒｏ＋ａ＋Ｒｏ＋　＋ａｚＲｏｚ　）　　　
（４９）となる。

係数Ｒ１１あるいは係数Ｒ２□はＲｏと同等に使用でき
、そして式（４９）に従って計算を実行するために、量
ａｌとａｚをマイクロプロセッサ中のそれ自身のメモリ
位置に蓄積することがあらかじめ必要である。

弁別すべき信号の位相の最終計算に対して、例えば最小
自乗法のような、循環ＤＦＴ以外の数値解法が使用でき
る。

（付　録） その最も一般的な形では、式（１）は次のように書ける
。

ｙ（ｔ）　＝　ｃ　＋　ａ　ｓ１４　（ωｔ＋ψ）＋　
ｂＬ（５０）こ−で ｔはサンプルの到着時刻 Ｃは直流成分 ｂｔはＯ平均付加雑音（ｚｅｒｏ　ａｖｅｒａｇｅ　ａ
ｄｄｉｔｉｖｅｎｏｉｓｅ） である。

ベクトル形式では、弐（５０）は次のように書ける。

あるいはまた ｙｔ　＝　ｌｌｔ　Ｘ　＋　ｂｔ　　　　　　　　　　
（５１）こ＼で ’ＩＬ　　＝　　（１ｓｉｎωｔ　ｃｏｓωｔ　〕およ
び Ｘ−［ｃａｃｏｓψ　ａｓｉｎω］” である。

問題は量ｃ、ａおよびψ、すなわち静止条件あるいは準
静止条件を仮定してベクトルＸを評価することにある。

式（５１）の両辺にＩＩｔＴを乗算すると、１１ｔ’　
３ｆｔ　＝　ＩＩＬ’　１ｌｚｘ＋ＨＬ”　ｂ。

が得られる。

Ｍ個の点にわたって累算すると、 となり、雑音ｂ７は平均０であり、ｓｉｎωｔおよびｃ
ｏｓωを項と相関を持たぬがら無視でき、その結果は となる。

ａとψはＰと２を計算すること−、マトリクス方程式Ｘ
−Ｐ−’ｚを解くことにより抽出できる。

観測時間ｔＱと、解析された信号期間Ｔ（Ｔ＝２π／ω
）の倍数である観測期間Ｔ、の等分布あるいは正規分布
を仮定すると、マトリクスＰは対角マトリクス となることを示せることが分るであろう。

間隔Ｔ１の間に規則正しく間隔の置かれたＭ個の点に対
して、サンプル間の間隔が一定であると仮定すると、サ
ンプリング時間１．についての表現はｔＱ＝　ｑ　（Ｔ
Ｉ／Ｍ） となる。

そこで２列ベクトルは次のように書ける。

観測の間隔は評価が要求されている成分の期間の倍数で
あるから、 ＴＩ＝ｋＴ＝に２π／ω と書け、ｋは整数の乗算因数であり、２は次のように書
ける。

Ｙ　（ｋ）はｑの値がＯからＭ−１までにわたる数列ｙ
（ｑＴ＋／Ｍ）のＤＦＴ　＜離散フーリエ変換：　Ｄｉ
ｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を
表わしている。

そこで式（５２）は ％式％ 従ってＸの計算は数列ｙ（ｑＴ＋／Ｍ）のＤＦＴの次数
Ｏとｋのラインの知識に基いて要約することができる。

複素数Ｙ　（ｋ）を見出すために、循環ＤＦＴ（ｒｅｃ
ｕｒｓｉｖｅ　ＤＦＴ）を用いるのが好ましい。Ｙ　（
ｋ）の知識はベクトルＸの評価に充分であることが分ろ
う。事実、 ｌ　Ｙ（ｋ）　ｌ　＝　ｌ　Ｙ（−ｋ）　１および Ａｒｑ　Ｙ（−ｋ）　　＝　　−Ａｒｇ　Ｙ（ｋ）と書
け、これは最近接乗算因数（ｎｅａｒｅｓ　ｍｕｌｔｉ
ｃａｔｉｖｅｆａｃｔｏｒ）　２／Ｍを考慮し ＩＹ（ｋ）　ｌ　＝　ａ および 八ｒｇ　　Ｙ（ｋ）　　　＝　　ψ　−□となる。

この問題はＹ　（ｋ）の評価によって、ｋ のように要約できる。

簡単化のため、これは Ｙ（Ｑ）　＝　ｙ（ｑ　　Ｔ＋／Ｍ） とすると、これから が得られる。

Ｙ　（ｋ）はＷのベキ乗の多項式であり、その係数は受
信信号のサンプルであることが分る。

’ｌ　（ｋ）は数列ｙ（０）、　ｙ（１）、・・・、　
ｙ（ｑ）、・・・、　ｙ（Ｍ−１）中で種々のサンプル
が現われるようにするため分解される。

これは ｚ（０）　＝　ｙ（０） Ｚｔｓ　＝　Ｚｃｓ−＋　×Ｗ−’　＋　Ｖ（Ｑ）ｚ９
　”’　　ＶＱ　　　　　ｅ　　　　　Ｖｑ−ｔと置か
れる。

すべての計算が完了すると、それから次の式が演鐸され
る。

Ｖｑ””　ｙ（ｑ）　＋２　ｃｏｓθＶｑ−１−ｖｑ−
＝こ＼で シーＩ＝　Ｏａｎｄ　ｖ−、＝　Ｑ である。

最後に以下のアルゴリズムが得られる。

初期化： Ｖ−＋　＝　０ Ｖ−ｚ　＝　０ 各受信サンプルｙ（ｑ）について： ｖｑ＝ｙ（ｑ）　＋２　ｃｏｓ（２ｋ　−）　ｖｑ−＋
　−Ｖｑ−ｚ　　（実数値）観測のシーケンスの終りで
： Ｙ（ｋ）　＝　ｅ″”　　　ＶＷ−Ｉ　　ＶＭ−１（複
素数値）である。

標準ＤＦＴに対する演算の数の減少はいわゆるオンライ
ン計算の可能性を強化すること、すなわちサンプル間の
時間間隔に挿入されることが分ろう。このことは以前の
Ｍ個のサンプルと関連したｙ　（ｋ）の値が最後のサン
プル（すなわちＭ−１次のサンプル）の受信のすぐ後で
得られることを可能にしている。また、このオンライン
計算に対して必要なメモリの著しい減少を伴なっている
。少ない数の変数と言う理由で他の循環法におけるより
もこのケースではこの減少はもっと大きくさえある。

（要　約） 本弁別器は周波数ｆ０の搬送波から、搬送波を変調する
低周波正弦波信号を抽出するよう設計されている。それ
は周波数ｆ、＝４ｆ、で変調された搬送波からデジタル
サンプル×７を受信し、かつＮ個のサンプルｘ、ｌの累
算手段、 式 によって定義された係数Ｒｏｔ＋　Ｒ＋ｚ＋　Ｒ１１お
よびｌ？＋ｚの第１蓄積手段、および 弐 ＲｏｚＲ＋ｚ　　Ｒｏ＋Ｒｚｚ によって定義されたＩａｌを計算する第１手段を含み、 探索された正弦波の一点と同様に、量ａ１は蓄積の第２
手段に転送され、 その後で正弦波の次の点は次のＮ個のサンプルから決定
される。

適用分野は、複合ＶＯＲ信号中の基準位相の探索である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるデジタル弁別器を含む信号処理シ
ステムのブロック図である。 第２図は種々の解析窓に対する弁別器の出力サンプルの
信号対雑音比の関数としての評価差の曲線を示し、これ
はプレフィルタリングが含まれているかそうでないかに
依存している。 第３図は複合ＶＯＲ信号のスペクトルを示している。 第４図と第５図それぞれは第１図の入力サンプルｅ７の
生成に至るまでのアナログＶＯＲ信号に使用可能な処理
システムを示している。 第６図は第５図の処理システムにうまく使用された帯域
分離デジタルフィルタを示している。 第７図は本発明による弁別器の機能を説明するゼネラル
フローチャートである。 第８図ａと第８図すは本発明による弁別器の機能を説明
する詳細フローチャートを形成している。 第９図は数列ｙ９と関連した数列ｖｑの要素の計算用フ
ローチャートである。 ｌ・・・サンプラー・プロ７カー ２・・・Ａ／Ｄ変換器　　３・・・２位置スイッチ４・
・・導体　　　　　　５・・・デジタル周波数弁別器６
・・・フィルタ　　　　７・・・デジタル分離フィルタ
８・・・低域通過アナログ１方向フイルタ９・・・デジ
タル帯域分離フィルタ １１・・・破線 ＦＩ　Ｇ、　８ｂ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周波数ｆ＿０の搬送波から、上記の搬送波を変調周
   波数偏倚ΔＦで周波数変調する周波数Ｆの少なくとも１
   つの低周波正弦波信号を抽出することを意図し、こゝで
   ｆ＿０とΔＦの値は既知であるデジタル周波数弁別器に
   おいて、 上記弁別器は、プレフィルタリングを受け るか受けずして、ｆ＿ｅ＝４ｆ＿０である周波数ｆ＿ｅ
   で変調された上記搬送波のデジタルサンプルｘ＿ｎを受
   信すること、 かつ２つの引続く時刻ｔ＿ｑとｔ＿ｑ＿＋＿１の間で、
   解析窓を形成する設定可能なＮ個の連続デジタルサンプ
   ルｘ＿ｎを累算する累算手段であって、被変調信号の周
   波数がこの期間一定であると考えられるものと、 Ｒ＿０＿１＝Σ＾Ｎ＾−＾１＿ｎ＿＝＿０ｘ＿ｎ・ｘ＿
   ｎ＿−＿１Ｒ＿０＿２＝Σ＾Ｎ＾−＾１＿ｎ＿＝＿０ｘ
   ＿ｎ・ｘ＿ｎ＿−＿２Ｒ＿１＿１＝Σ＾Ｎ＾−＾１＿ｎ
   ＿＝＿０ｘ＾２＿ｎ＿−＿１Ｒ＿１＿２＝Σ＾Ｎ＾−＾
   １＿ｎ＿＝＿０ｘ＿ｎ＿−＿１・ｘ＿ｎ＿−＿２Ｒ＿２
   ＿２＝Σ＾Ｎ＾−＾１＿ｎ＿＝＿０ｘ＾２＿ｎ＿−＿２
   で定義されたＲ＿０＿１、Ｒ＿０＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ
   ＿１＿２およびＲ＿２＿２を蓄積する第１蓄積手段と、 上記の係数をフォーマティングする手段と、Ｒ＿０＿２
   Ｒ＿１＿２−Ｒ＿０＿１Ｒ＿２＿２ａ＿１＝（Ｒ＿０＿
   ２Ｒ＿１＿２−Ｒ＿０＿１Ｒ＿２＿２）／（Ｒ＿１＿１
   Ｒ＿２＿２−Ｒ＾２＿１＿２）によって定義された量ａ
   ＿１を計算する第１手段であって、量ａ＿１は探索され
   た上記の低周波正弦波信号を表わす曲線上の点の座標に
   最近接乗算係数まで類似するものを含むことと、 かつａ＿１の値が蓄積の第２手段に転送され、その後で
   上記の低周波正弦波信号の次の点が時刻ｔ＿ｑ＿＋＿１
   に続くＮ個のサンプルから決定されていることを特徴と
   するデジタル周波数弁別器。 ２、式 ａ＿２＝（Ｒ＿０＿１Ｒ＿１＿２−Ｒ＿０＿２Ｒ＿１＿
   １）／（Ｒ＿１＿１Ｒ＿２＿２−Ｒ＿１＿２＾２）によ
   って定義された量ａ＿２を計算する第２手段を含み、こ
   ゝで量ａ＿２は収斂指示子として使用され、かつこの目
   的で上記のデジタル周波数弁別器は量ａ＿２を２つのし
   きい値ｓ＿１とｓ＿２と比較する手段を含み、それらの
   しきい値は量ａ＿１とａ＿１／√ａ＿２がもしｓ＿１＜
   ａ＿２＜ｓ＿２なら唯一確認されかつ上記の第２蓄積手
   段に転送されるよう設定できることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載のデジタル周波数弁別器。 ３、サンプルされた信号の雑音電力を表わし、かつ式 σ＾２＝１／Ｎ（Ｒ＿０＋ａ＿１Ｒ＿０＿１＋ａ＿２Ｒ
   ＿０＿２）で定義される量σ＾２を計算する第３手段を
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載のデ
   ジタル周波数弁別器。 ４、被変調搬送波の雑音電力が１５ｄＢオーダーの信号
   対雑音比の値に対応するしきい値ｓ″よりも低いと検出
   される場合に、その入力に周波数ｆ＿０に中心を置いて
   、上記のデジタルサンプル（ｅ＿ｎ）の通過帯域プレフ
   ィルタリングを実行するデジタルフィルタをスイッチン
   グする手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項ないし第３項のいずれか１つに記載のデジタル周波数
   弁別器。 ５、上記のデジタルフィルタが、ｅ＿ｎからｅ＿ｎ＿−
   ＿１＿４までが搬送波のデジタルサンプルを示す方程式
   である、式 ｘ＿ｎ＝１／８（ｅ＿ｎ−ｅ＿ｎ＿−＿２＋ｅ＿ｎ＿−
   ＿４−ｅ＿ｎ＿−＿６＋ｅ＿ｎ＿−＿８−ｅ＿ｎ＿−＿
   １＿０＋ｅ＿ｎ＿−＿１＿２−ｅ＿ｎ＿−＿１＿４）の
   タイプの基本帯域通過フィルタリングを実行することを
   特徴とする特許請求の範囲第４項に記載のデジタル周波
   数弁別器。 ６、量 ｖ＿ｑ＝ａ＿１＿ｑ＋２ｃｏｓ２ｋ（π／Ｍ）ｖ＿ｑ＿
   −＿１−ｖ＿ｑ＿−＿２を計算する第４手段を含み、こ
   れは量 ａ＿１＿ｑ／√ａ＿２＿ｑがａ＿１＿ｑに置換でき、こ
   ゝでｖ＿−＿２＝ｖ＿−＿１＝０ であり、添字ｑは０からＭ−１まで変化し、かつｋとＭ
   は ｋ／Ｍ＝Ｆ×Ｎ／ｆ＿ｅ なる正整数であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項ないし第５項のいずれか１つに記載のデジタル周波数
   弁別器。 ７、基準位相を与える３０Ｈｚ正弦波信号の逐一復元に
   よって、搭載ＶＯＲ−ＩＬＳで受信された複合ＶＯＲ信
   号に含まれる基準位相として既知の位相を探索するため
   に、 基準位相を与える３０Ｈｚ信号により４８０Ｈｚ偏倚で
   周波数変調された９９６０Ｈｚの搬送波の周波数の４倍
   である３９８４０Ｈｚに等しいサンプリング周波数によ
   って特徴付けられたところの、特許請求の範囲第１項な
   いし第６項のいずれか１つに記載されたデジタル周波数
   弁別器の使用方法。 ８、基準位相を与える３０Ｈｚ正弦波信号の逐一復元に
   よって、搭載ＶＯＲ−ＩＬＳで受信された複合ＶＯＲ信
   号に含まれる基準位相として既知の位相を探索するため
   に、 その通過帯域が０と１０６００Ｈｚの間にありかつその
   遷移帯域が１０６００Ｈｚと１５９６０Ｈｚの間にのび
   ている３より少ないか３に等しい次数の一方向アナログ
   フィルタを通してＶＯＲ信号の９９６０Ｈｚ搬送波をフ
   ィルタリングし、周波数２６５６０Ｈｚで一方向フィル
   タの出力において得られた信号をサンプリングし、 かつその高域通過出力が上記のデジタル周 波数弁別器の入力に接続されている４つの個別の係数を
   持つ半帯域フィルタを通してサンプルをフィルタリング
   することにより得られた３３２０Ｈｚの搬送波に印加さ
   れた１３２８０Ｈｚに等しいサンプリング周波数によっ
   て特徴付けられたところの、特許請求の範囲第１項ない
   し第６項のいずれか１つに記載されたデジタル周波数弁
   別器の使用方法。